BTU Cottbus, HL-Schaltungstechnik, Kapitel 5, WS 99/00 1 5. Grundschaltungen und Schaltungsintegration 5.1 Allgemeines Man unterscheidet grundsätzlich zwei Grundtypen elektronischer Schaltungen: In analogen Schaltungen ist die Größe einer Spannung oder eines Stromes der direkte Träger der Information. Deshalb wird man in der Analogtechnik fast immer versuchen, ein lineares Verhältnis zwischen einer Spannung am Eingang und am Ausgang z. B. eines Verstärkers zu erzielen von der Art: Uout = a * Uin herzustellen. In der Digitaltechnik ist dagegen der Absolutwert einer Spannung nicht interessant. Wenn eine Spannung eine obere Schranke überschreitet, wird sie als logisch "high" gewertet, unterschreitet sie eine untere Schranke, so wird die als "low" bezeichnet. Die Digitaltechnik hat eine 2-wertige Logik, die Analogtechnik eine Logik mit theoretisch unendlich vielen verschiedenen Werten u (t) t u (t) t high (1) low (0) Abb. 5.1: Digitale und analoge Signale Wir haben im Kapitel 3 kennengelernt, dass Halbleiter-Bauelemente typischerweise ein nichtlineares Verhältnis zwischen angelegter Spannung und durchfließenden Strom aufweisen. In der Analogtechnik wird man versuchen, die aktiven Bauelemente, also bipolare Transistoren oder FETs, jeweils unabhängig voneinander in einem konstanten Arbeitspunkt zu betreiben. Das bedingt wiederum kleine Signalgrößen im Vergleich zur Versorgungsspannung. Hilfreich ist auch die in der diskreten (im Gegensatz zur monolithisch integrierten) Technik praktizierte Trennung der einzelnen Stufen durch Kondensatoren. Natürlich kann eine solche Konstruktion auch keine Gleichspannung übertragen. Sie hat eine untere und obere Grenzfrequenz für die übertragbaren Signale. Abb. 5.2 zeigt eine solche Schaltung, wie sie z. B. in einem Verstärker für tonfrequente Signale (Audiobereich, ca. 15 Hz bis 20 kHz) oft verwendet wurde. Signale unter etwa 15 Hz sind für Menschen nicht hörbar und müssen deshalb auch nicht übertragen werden.
Man unterscheidet grundsätzlich zwei Grundtypen elektronischer Schaltungen: In analogenSchaltungen ist die Größe einer Spannung oder eines Stromes der direkte Träger der Information.Deshalb wird man in der Analogtechnik fast immer versuchen, ein lineares Verhältnis zwischen einerSpannung am Eingang und am Ausgang z. B. eines Verstärkers zu erzielen von der Art:
Uout = a * Uin
herzustellen. In der Digitaltechnik ist dagegen der Absolutwert einer Spannung nicht interessant.Wenn eine Spannung eine obere Schranke überschreitet, wird sie als logisch "high" gewertet,unterschreitet sie eine untere Schranke, so wird die als "low" bezeichnet. Die Digitaltechnik hat eine2-wertige Logik, die Analogtechnik eine Logik mit theoretisch unendlich vielen verschiedenenWerten
u (t)
t
u (t)
t
high (1)
low (0)
Abb. 5.1: Digitale und analoge Signale
Wir haben im Kapitel 3 kennengelernt, dass Halbleiter-Bauelemente typischerweise ein nichtlinearesVerhältnis zwischen angelegter Spannung und durchfließenden Strom aufweisen.In der Analogtechnik wird man versuchen, die aktiven Bauelemente, also bipolare Transistoren oderFETs, jeweils unabhängig voneinander in einem konstanten Arbeitspunkt zu betreiben. Das bedingtwiederum kleine Signalgrößen im Vergleich zur Versorgungsspannung. Hilfreich ist auch die in derdiskreten (im Gegensatz zur monolithisch integrierten) Technik praktizierte Trennung der einzelnenStufen durch Kondensatoren. Natürlich kann eine solche Konstruktion auch keine Gleichspannungübertragen. Sie hat eine untere und obere Grenzfrequenz für die übertragbaren Signale. Abb. 5.2zeigt eine solche Schaltung, wie sie z. B. in einem Verstärker für tonfrequente Signale(Audiobereich, ca. 15 Hz bis 20 kHz) oft verwendet wurde. Signale unter etwa 15 Hz sind fürMenschen nicht hörbar und müssen deshalb auch nicht übertragen werden.
Auf integrierten Schaltungen sind solche Konstrukte kaum verwendbar: Man kann dort dienotwendigen großen Werte der Kopplungskapazitäten (100 Mikrofarad und mehr) nicht realisieren,auch schwebende (also nicht einseitig an Masse angeschlossene) Kapazitäten sind schwer zurealisieren.Deshalb sind mehrstufige Schaltungen, wenn sie auf dem IC realisiert werden, fast immer direktgekoppelt und können auch Gleichspannungen übertragen.Generell wird der einzelne Transistor in der Analogtechnik aber ein möglichst linearer Verstärkersein sollenDiese Linearität ist in der Digitaltechnik weder erwünscht noch günstig. Dort kommt es vielmehrdarauf an, dass stets definierte High- bzw. Low-Pegel vorhanden sind und die Übergänge dazwischenmöglichst schnell stattfinden. Eine digitale Verstärkerstufe soll außerdem in der Lage sein, Signale zuregenerieren, also aus einem langsamen high/low oder low/high-Zustandsübergang einen schnellerenmit steileren Flanken zu erzeugen. Dazu benötigt auch die digitale Schaltstufe eine hoheVerstärkung. Hat z. B. das Gatter G3 eine Spannungsverstärkung von 10, so wird es bereitsAusgangssignale von 0,5 V des Gatters G1 auf einen Ausgangswert von 5V verstärken unddementsprechend eine steile Übergangsflanke erzeugen.Bei einer Verstärkung von 10, einer Versorgungsspannung von 5 V und einer Eingangsspannungüber 0,5 V wird aber bereits eine Zustand der Sättigung erreicht, das Gatter wird in seinemAusgangspegel begrenzt, seine aktiven Transistoren geraten in den Zustand der "Sättigung".
G1
G2
G3
G3
G5
regeneriertesSignal
Ausgangssignal
t
u (t)
Abb. 5.3: Mehrstufige Digitalschaltung und Signalregenerierung
Im Idealfall hat ein digitales Signal senkrechte Flanken. Lässt man den Aspekt der Regenerierungaußer Betracht, dann kann ein Transistor in einer Digitalschaltung als Schalter idealisiert werden, dernur die Zustände "on" (leitend) und "off" (nicht leitend) kennt.Diese Abstraktion ist in der Digitaltechnik durchaus gebräuchlich. Allerdings sind Transistoren nurals spezielle Schalter verwendbar:Ein pnp- oder ein p-Kanal-MOS-Transistor eignet sich dazu, einen internen Schaltungsknoten mitder Betriebsspannung zu verbinden, während ein n-Kanal MOS-Transistor oder eine npn-Transistoreinen Schaltungsknoten mit dem Masse-Anschluss verbindet.
VDD
GND
AnsteuerungAusgang
VDD
GND
AnsteuerungAusgang
Abb. 5.4a: Transistoren in einer Digitalschaltung als aktive Schalter
Idealerweise arbeitet eine digitale Schaltungstechnik mit solchen aktiven Schaltern, wie es die heuteabsolut dominierende CMOS-Technik tut.
Ältere MOS-Techniken und alle bipolaren Logiken arbeiten mit nur eine Art aktiver Schalter. Dannwerden zusätzlich auch Transistoren verwendet, die durch entsprechende Beschaltung alsWiderstände wirken.
VDD
GND
AnsteuerungAusgang
R
Abb. 5.4b: Digitalschaltung mit passivem Pull-up-Element und einseitigem aktiven Schalter
Technologien mit passivem "Pull-up-Element" gegen VDD haben den Nachteil, dass im "low"-Zustand (und bei manchen Technologien sogar im high- und im low-Zustand) selbst bei Ruhe derSchaltung ein Querstrom fließt.
Wegen des Leistungsverbrauchs und damit verbundener Probleme der höheren Wärmebelastung imSchaltkreis eignen sich nur Technologien mit zwei aktiven Schaltern für die Großintegration.
Man kann aber auch Transistoren als nicht-ideale Schalter in einem Modus einsetzen, in dem sieSignale entweder sperren oder weiterleiten.Man spricht dann von "Pass-Transistoren" oder, wenn ein p.Kanal und ein n-Kanal-Transistorparallelgeschaltet werden, von "transmission gates". Solche Schalter sind zwar platzsparendimplementierbar, sie leisten aber keine Regenerierung der Signale, sondern bewirken eineAbschwächung. Der Grund liegt darin, dass die auf Durchlass geschalteten Transistoren natürlichimmer noch einen endlichen Restwiderstand aufweisen. Zusammen mit der kapazitiven Belastungergibt sich daraus ein Tiefpass. Nach einigen solcher Stufen (meistens mx. 2 bis 3) muss ein Signaldeshalb stets wieder durch eine "aktive" Gatterschaltung regeneriert werden
Quelle /
GND
Steuersignal
AusgangEingang
Quelle /
GND
Steuersignal
AusgangEingang
Steuersignal
Pass-Transistor Transmission Gate
Abb. 5.5: Pass-Transistor und Transmission Gate
Insbesondere die Pass-Transistor-Schaltung ist recht hochohmig bzw. schaltet nur recht langsamvom sperrenden in den leitenden Zustand um. Wesentlich besser in dieser Beziehung ist dasTransmission Gate, bei dem jeweils ein p-Kanal- und ein n-Kanal-Transistor parallelgeschaltetwerden. Diese beiden Transistoren benötigen dann komplementäre Signale zur Ansteuerung.
Digitale Schaltungen, die aus einzelnen diskreten Transistoren aufgebaut waren, wurden vorwiegendin den 60er Jahren in Rechnern verwendet. Seitdem haben monolithisch integrierte SchaltungenEinzug gehalten, bei denen mehrere Transistoren (in den ersten Technologien) bis zu Millionen vonTransistoren (seit den 80er Jahren) gemeinsam gefertigt werden. Wir haben im letzten Kapitel bereitseinzelne so gefertigte Transistoren betrachtet.
n+ n+ p+ p+
n-well
N-well CMOS Technology
p- bulk silicon
n-channel p-channelGND VDD
metalgate-oxidefield-oxide
p - bulk
poly-silicon
n-diffusion
p-diffusion
n-well
Abb. 5.6: Monolithisch integrierter Schaltkreis (Schnitt durch einen Inverter in CMOS-Technologie)
Auch die Schaltungstechnik, die für monolithisch integrierte Schaltkreise verwendet wird, ist speziellauf deren Fertigungsmöglichkeiten abgestimmt.
Vorab ist wichtig, dass bei der Fertigung von ICs stets gewisse Toleranzen auftreten. Man wird alsoz. B. kaum einen Widerstand von genau 100 Ohm fertigen können, sondern muss stets Streuungenetwa zwischen 90 und 110 Ohm tolerieren. Der Entwurf muss also stets darauf ausgelegt sein, dasseine Schaltung auch bei solchen Toleranzen noch funktioniert. Schaltungen, deren Funktion nur beiEinhaltung absoluter Werte von Bauelementen gewährleistet ist, werden auf dem IC nicht oderallenfalls mit geringster Ausbeute bei der Fertigung funktionieren. Zulässig und weit verbreitet sinddagegen Techniken, bei denen die Funktion auf einem festen Verhältnis zwischen zwei Widerständenoder zwei Kapazitäten beruht. Die Kunst, trotz absolut schwankender Parameter sicherfunktionierende Schaltungen mit stabilen Eigenschaften zu entwerfen, ist insbesondere für analogeintegrierte Schaltungen perfektioniert worden.
Günstig und flächensparend realisieren lassen sich:
- p-n-Dioden gegen das Grundsubstrat, wobei für die Polung eine Vorzugsrichtung existiert, diedurch die Art des Grundsubstrats (p- oder n-) bestimmt ist. Ansonsten werden Dioden oft mittelsTransistoren gebaut.
- Transistoren, wobei in der bipolaren IC-Technologie vorwiegend npn-Transistoren als aktiveSchalter zum Einsatz kommen. pnp-Transistoren sind möglich, sind aber vergleichsweise viellangsamer und werden aber eher als passive Widerstandselemente verwendet. In MOS-Technologien werden sowohl n-Kanal als auch p-Kanal-Transistoren als aktive Schalter benutzt.
- Widerstände etwa im Bereich zwischen 1 kOhm und 100 kOhm durch Verwendung vonTransistoren, wobei aber die Widerstandswerte nicht konstant sind. Widerstandswerte bis ca.100 kOhm sind durch widerstandsbehaftete Leitungen realisierbar.
- Kondensatoren gegen Masse (Grundsubstrat) von unter 0,1 pF.
oder
GND
Transistor mit Substrat-anschluß an Masse
(n-Kanal)
Transistor mit Substrat-anschluß an VDD
(p-Kanal)
VDD
=R
Signalleitung
Signalleitung
Abb. 5.7a: Gut realisierbare integrierte Bauelemente (MOS)
- "Schwebende" Dioden zwischen Leitungen- "Schwebende" Kondensatoren- präzise Widerstandswerte- Widerstände unter 100 Ohm (ungenau) und über ca. 100 kOhm
GND
nur als:
über 1 kOhm
Abb. 5.8: In IC-Technologie bedingt realisierbare Bauelemente
Kaum zu realisieren sind:
- Spulen (Induktivitäten)- Transformatoren- große Kapazitäten über ca. 10 pF- Relais und elektromechanische Komponenten
Induktivität
Übertrager / Transformatorgroße Kapazitäten
Große Widerstände,PräzisionswiderständeElektromechanische
Bauelemente
Abb. 5.9: In IC-Technologie nicht realisierbare Komponenten(Induktivitäten sind bedingt möglich)
Zudem existiert für alle integrierten Bauelemente ein gemeinsamer Masse (GND)-Anschluss. Damitsind Entkopplungen für Gleichspannung, wie man sie in diskret aufgebauten Schaltungen mittelsKondensatoren oder Spulen (Übertragern) bauen kann, problematisch. Einzelne einer größerenSchaltung sind nahezu immer galvanisch gekoppelt.
In den meisten Technologien sind auch entweder nur bipolare Transistoren oder nur MOS-Transistoren verfügbar. Mischtechnologien existieren aber. Bei den bipolaren Transistoren ist für die(schnelle) Signalverarbeitung fast ausschließlich der npn-Transistor verfügbar, pnp-Transistorendienen nur als quasi-statische Bauelemente z. B. als Lastelemente , für Stromquellen etc.
Diese Einschränkungen erscheinen für den Elektroniker, der Schaltungen auf dem "Brett" mitKomponenten aus der Schublade zu bauen gewohnt ist, schwerwiegend.
- geringe Kosten pro aktivem Bauelement(ein diskret aufgebauter Transistor kostet ca. 0,1 DM, eine Transistorfunktion in einemhochintegrierten IC ist für 10**-4 DM entsprechend 0,01 Pfg. und weniger zu bekommen)
- ICs haben im Vergleich zu diskreten Schaltungen eine mehrfach höhere Zuverlässigkeit undLebensdauer
- Gewicht, Platzbedarf und Leistungsverbrauch pro Transistorfunktion sind um Größenordnungenniedriger.
Überraschend für den Anfänger ist vielleicht die Tatsache, dass die Zuverlässigkeit einer Schaltungviel mehr durch die Verbindungsleitungen und Kontakte zwischen aktiven Bauelementen bestimmtist als durch diese selbst.Die Fertigung von ICs ist ein aufwendiger Prozess, der bei modernen Technologien aus hundertenvon Einzelschritten besteht, die wiederum detailliert aufeinander abgestimmt sein müssen. Damit sindICs grundsätzlich kostengünstig nur bei Stückzahlen von Tausenden bis Millionen herstellbar.
Einmal gefertigte ICs kann man, falls ein Entwurfsfehler vorliegt, kaum jemals reparieren. Sieverlangen also eine ganz neue Entwurfstechnologie (siehe Spezialvorlesung ab 6. Semester).Da das Innere von ICs von außen kaum zugänglich ist , kann man auch nur sehr beschränkt in derSchaltung messen und prüfen. Deshalb verlangen ICs eine eigene, sehr spezielle Test-Technologie(Spezialvorlesung gibt es auch).
5.3 Die Silizium-Planartechnik
Seit den 60er Jahren hat sich ein grundlegendes Fertigungsverfahren für integrierte Halbleiter-schaltungen entwickelt, auf dem die gesamt Mikroelektronik beruht. Man nennt dies die"Planartechik". Sie ist gekennzeichnet dadurch, dass Halbleiter-Bauelemente massenweisegleichzeitig mit Hilfe fotomechanischer Abbildungsverfahren gefertigt werde.
Das Ausgangsmaterial ist stets eine Scheibe einkristallinen, hochreinen, an den Oberflächen poliertenSiliziums. Bei einer Dicke von ca. 0,7 mm hat ein solcher "Wafer" einen Durchmesser von bis zu ca.30 cm. Das Grundmaterial ist, je nach Typ der zu fertigenden Schaltung, entweder schwach p- odern-dotiert.Die verschiedenen Fertigungsschritte benutzen zumeist eine in etwa ähnliche Prozessfolge.
Am Anfang der Prozessfolge steht stets die Oxidierung der Silizium-Oberflächen. Das Oxid dient alsMaskierungsschicht für eine Anzahl von Prozess-Schritten, weil z. B. bei Behandlung der Oberflächedes Halbleiters mit einem Dotierstoff (z. B. PH3-Gas, Phosphin) der Dotierstoff in eine Silizium-Oberfläche wesentlich schneller eindiffundiert als in eine SiO2-Oberfläche. Effektiv geschieht dieDiffusion ins SiO2 so langsam, dass eine solche Schicht das darunter liegende Silizium effektivabschirmt. Bei einem Dotierungsprozess, der in der Regel bei etwa 1000 Grad Celsius imsogenannten Diffusionsofen stattfindet, wird als der Dotierstoff zur Bildung p- oder n-leitenderBereiche gezielt an vorher "geöffneten" Stellen in den Halbleiter eingebracht.Das selektive Öffnen selbst erfordert einen mehrstufigen Prozess:
Im ersten Schritt wird die Silizium-Oberfläche durch Oxidation mit Sauerstoff der Wasserdampf (bei1000 Grad C. im Ofen) oxidiert. Man unterscheidet dabei die Trockenoxidation, bei der sich langsamein sehr homogenes, hochwertiges Oxid bildet (z. B. auch für Transistor-Gates geeignet) Danacherfolgt eine Abdeckung mit einem lichtempfindlichen Kunststoff, meistens als "Fotoresist"bezeichnet.Die Übertragung von Strukturmustern für z. B. zu diffundierende Bereiche geschieht nun mittelseiner selektiven Belichtung der Oberfläche z. B. durch eine Maske hindurch. Eine Quarzlampe sendetUV-Strahlung aus, die von einer als Maske wirkenden teilweise geschwärzten Glasplatte nur an denzu belichtenden Stellen durchgelassen wird. In den meisten Fällen ist der Resist an den belichtetenStellen anschließend in einem Lösungsmittel leichter löslich als die unbelichteten Teile (Positivlack).Es gibt aber auch Resist-Sorten, die nur an den belichteten Stellen unlöslich werden. (Negativlack).Nachdem so zunächst die Oberfläche des Oxids selektiv geöffnet wurde, wird anschließend einÄtzmittel verwendet, das nur das Oxid, nicht aber den stehengebliebenen Resist angreift. Meistenswird zum Ätzen Fluss-Säure (HF) verwendet. Damit wird nun seinerseits das Oxid an den belichtetenStellen geöffnet. Damit existiert nun das für eine selektive Diffusion benötigte Fenster. Vor derDiffusion werden aber die stehengebliebenen Lackreste entfernt (gestrippt). Nach demDiffusionsvorgang wird sofort wieder oxidiert, damit die behandelte Stelle für weitere Prozess-Schritte maskiert ist.
Im Verlauf der Herstellung eines ICs ist es einerseits notwendig, p- und n-Dotierungen anverschiedenen Stellen aufzubringen. Aber auch die Umdotierung eines schwach p-dotierten Bereichsin ein n-dotiertes Gebiet (und umgekehrt) kann notwendig werden. Besonders kompliziert sind dieVerhältnisse beim integrierten bipolaren Transistor (Abb. 5.11).
E B C
P +n++ n+
n - (epitaktisch)
n++
Isolator
Grundsubstrat
Abb. 5.11: Integrierter bipolarer Transistor
Dort muss auf ein schwach leitendes Grundsubstrat zunächst die gut leitende "vergrabene Schicht"aufgebracht werden. Dieser folgt für den Kollektor eine niedriger leitende epitaktische Schicht. Daman in eine gut leitende Schicht keine schwach leitende derselben Polarität eindotieren kann, mussauf der Oberfläche eine schwach leitende monokristalline Schicht "aufgewachsen" werden. DiesenProzess nennt man Epitaxie. In die Epitaxie-Schicht werden dann die mittelhoch dotierte Basis unddie hoch dotierten Emitter- und Kollektor-Anschlüsse eindiffundiert.
Schließlich ist noch Trennschicht zwischen verschiedenen Transistoren vorzusehen, die entweder auseiner tiefen p-Diffusion oder einer echten Isolierschicht bestehen kann.
5.4.1 Dioden und Transistoren als Bauelemente in ICs
In integrierten Schaltungen werden vorwiegend bipolare npn-Transistoren oder selbstsperrendeMOS-Fets verwendet.
Deren Eingangs-Ausgangs-Verhalten lässt sich etwa so beschreiben:
IC = IS * e(UBE/UT) (1 + UCE/UA) , IB = IC / Bfür den bipolaren Transistor.
ID = K/2 (UGS-Uth)2* (1 + UDS / UA) , IG = 0
für den MOSFET im Abschnürbereich oder Sättigungsbereich.
Dabei ist K der sogenannte Transduktanz-Koeffizient, der als Maß für die Steigung derÜbertragungskennlinie gelten kann. Mit:
K = µn C’ox *W / L
Es gehen also ein: Die Beweglichkeit der Ladungsträger (hier für den n-Kanal), die Oxid-Kapazitätam Gate, die Weite und die Länge der Kanal-Zone.
In beiden Strom-Spannungs-Gleichungen kommt jetzt die Early-Spannung UA vor, die man auchbeim MOSFET in Analogie zum Bipolaren Transistor definiert und die hier wie dort den Einfluss dervariablen Sperrschicht-Weiten mit der Spannung abdeckt. Diese Konstante liegt beim MOSFET beica. 20 bis 100 V.
Natürlich sind diese recht groben Gleichungen viel zu ungenau, um beim tatsächlichenSchaltungsentwurf die Transistoren genau zu dimensionieren. Die in den Simulationsprogrammenwie SPICE oder PSPICE verwendeten Parameter müssen viel genauer sein.
Beim Entwurf von Bauelementen und Baugruppen in integrierten Schaltungen kann man nichtbeliebige Größen z. B. der Kanallänge angeben, sondern man ist an Vorgaben des Schaltungs-herstellers gebunden. Meistens ist eine minimale Transistor-Größe bezüglich z. B. effektiver Kanal-Länge und Kanal-Breite vorgegeben, die man fast beliebig überschreiten, aber nicht unterschreitendarf. Oft werden auch die Simulationsparameter auf eine solchen Einheits-Transistor bezogen.
Typischerweise sind für den Entwurf verfügbar:
a) in bipolaren Technologien: npn-Transistoren für die Signalverarbeitungpnp-Transistoren nur für statischen Einsatz in Stromquellen etc.
b) in MOS-Technologien: selbstsperrende n-Kanal-Transistorenselbstsperrende p-Kanal-Transistoren.MOS-Technologien, die auch selbstleitende p-Kanal-Transistorenanbieten,waren früher üblich, sind heute aber eher die Ausnahme.
Beim Entwurf ist stets davon auszugehen, dass die Fertigungsparameter wie Kanallängen,Schichtdicken usw. und damit auch die elektrischen Parameter wie z. B. die Steilheit zwischen 2Fertigungsläufen um 10-20% schwanken können. Dagegen sind sie Schwankungen zwischen ineinem „run“ oder gar auf einem Chip nominal mit gleichen Eigenschaften gefertigten Bauelementen
recht gering. Man kann beim Entwurf z. B. davon ausgehen, dass ein als „doppelt breit“ entworfenerTransistor auch ziemlich genau doppelt so breit ist wie der Standard-Transistor.Zunächst überraschend ist, dass man in integrierter Schaltungstechnik auch die Dioden oft überTransistoren realisiert.
normale Diode
A
K
npn-Diode pnp-Diode
A
K K
A
Abb. 5.12: Dioden in integrierten bipolaren Schaltungen
normale Diode
A
K
n-Kanal-Diode p-Kanal-Diode
A
K
A
K
Abb. 5.13: Dioden in integrierten MOS-Schaltungen
Die bipolare Diode, die aus einem Transistor mit kurzgeschlossener Basis-Kollektor-Strecke besteht,wird auch als „Transdiode“ bezeichnet. Die npn- und die pnp-Transdiode haben nochmalsunterschiedliche Eigenschaften. Man benötigt solche Dioden speziell für Strom-Spannungs-Wandlung und Strom-Skalierung. Man kann damit, entsprechend den Transistoren, auchTransdioden mit skalierter Größe bauen. Solche Dioden werden häufig in Schaltungen zur Strom-Spannungs-Wandlung eingesetzt: Die eigentliche Mess-Größe ist ein Strom, benötigt wird aber eineStrom-proportionale Spannung, ohne (wie bei einem Mess-Widerstand) den Kreis, in dem dieMessgröße auftritt, massiv zu beeinflussen.
A
K
ICIB = 0
U
ID
U
I G = 0
A
K
I I
Abb. 5.14: Strom-Spannungs-Wandlung mit Skalierung
In der Schaltung mit bipolaren Transistoren fließt zunächst durch den rechten Transistor der Strom I.Nach der Dioden-Gleichung gilt dafür:
I = I S,D (e **U/UT - 1) und U = UT ln (I/I S,D + 1)Und näherungsweise gilt: U = UT ln (I /I S,D)
I S,D ist der Sättigungs-Sperrstrom der Diode. Entsprechend habe der Transistor (links) denSperrstrom I S,T.
Für den Kollektorstrom des Transistors gilt näherungsweise:
IC = I S,T e** (UBE/UT) = I S,T e**ln (I/I S,D) = I * (I S,T / I S,D)
Der Strom wird also entsprechend dem Verhältnis der Sättigungs-Sperrströme skaliert. Einedefinierte Skalierung erreicht man aber nur dann, wenn man zwei gleiche Transistor-Typenkombiniert. Dann wird das Verhältnis der Sättigungs-Sperrströme über die Transistor-Größefestgelegt.
Bei MOS-Schaltungen setzt man entsprechend die FET-Dioden ein. Hier gilt dann für die Strom-Spannungs-Wandlung:
I = KD/2 (UGS-Uth)**2 und folglich: U = Uth + √ (2I / KD)
KD ist der Steilheits-Koeffizient der FET-Diode. Der zweite MOS-FET habe den Steilheits-Koeffizienten KM. Dann gilt näherungsweise:
ID = KM/2 (UGS-Uth)**2 = I KM / KD . (bei UGS = U)
Auch hier erfordert die Skalierbarkeit die Verwendung gleichartiger Transistoren.
5.4.2 Stromquellen und Stromspiegel
In diskreter Schaltungstechnik werden zur Arbeitspunkt-Einstellung Widerstände verwendet. DieseMethode ist bei integrierten Schaltungen kaum noch praktikabel. Man behilft sich mit Schaltungen,die definierte Ströme liefern, sogenannten Stromquellen. Dabei handelt es sich stets umGleichströme.Stromspiegel sind fast noch häufiger und wichtiger:Ein Stromspiegel ist eine Schaltung, welche am Ausgang eine definiert abgeschwächte oderverstärkte Kopie eines anderen Stromes liefert.
Bereits einzelne Transistoren können als Stromquellen betrachtet und behandelt werden.
Abb. 5.15: Bipolarer Transistor und n-Kanal-MOSFET als StromquelleDas Ausgangs-Kennlinienfeld des bipolaren Transistors wie auch das des MOS-Transistors zeigenbei konstantem Basis-Strom bzw. konstanter Basis-Spannung eine bemerkenswertes Verhalten:Trotz Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung bzw. der Source-Drain-Spannung bleibt derKollektor-Strom bzw. der Drain-Strom über einen weiten Bereich konstant (nahezu horizontaleKennlinie- bis auf den Early-Effekt). Zur Kompensation von Temperatur-Effekten wird manaußerdem noch eine Strom-Gegenkopplung benötigen, die über den Widerstand RE bzw. RS bewirktwird.Damit fließt nun über den „Verbraucher“, der hier durch den Widerstand RL dargestellt ist, einnahezu konstanter Strom, auch dann, wenn sich die anliegende Spannung Ub in erheblichem Umfangändert.Für den Fall des bipolaren Transistors kann man den Ausgangsstrom wie folgt angeben:
Ia = U0 - UBE / RE
Der Strom bleibt um so besser konstant, je größer U0 gegenüber UBE ist. Allerdings kann man U0
nicht zu nahe an Ub herankommen lassen, sonst wird der Aussteuerbereich arg eingeschränkt.
Wichtig ist auch der dynamische Ausgangswiderstand:
Ra = dUa /dIa (U0 = const.)
Dieser sollte eigentlich (bei waagerechter Ausgangskennlinie) unendlich groß sein, wird aber durchden Early-Effekt tatsächlich begrenzt:
Näherungsweise gilt:
ra = UA/ Ia + RE *Ua/UT für UR klein gegen β UT.ra = β UA/ Ia für UR groß gegen β UT.
Dabei ist β die dynamische (Kleinsignal-) Stromverstärkung des Transistors, die sich von derstatischen Stromverstärkung B etwas unterscheidet.
Man kann mit bipolaren Transistoren durchaus dynamische Innenwiderstände bis zu einigen 100kOhm realisieren.
Die Stromquelle lässt sich entsprechend auch mit dem MOSFET realisieren. Allerdings ist wegendessen geringerer Early-Spannung und seiner geringeren Steilheit (bei gleichem Strom) derInnenwiderstand nicht ganz so groß.
Deshalb verwendet man in diskreten Schaltungen meistens Stromquellen mit bipolaren Transistoren.
Ub
Ia
Ia Ia
Ub Ub
RERE RE
R1
R1 R1
R2R2
Abb. 5.16: Stromquellen-Schaltungen für diskreten Aufbau mit bipolaren TransistorenDie einfachste Stromquellen-Schaltung sieht fast wie eine normale Verstärker-Schaltung aus, anStelle des Widerstandes RC steht aber hier die Schaltung, die mit einem konstanten Strom betriebenwerden soll. Nachteilig ist hier die Abhängigkeit von UBE von der Temperatur.
Der Ausgangsstrom wird hierbei näherungsweise: Ia = (UbR2/(R1 + R2) –UBE) /RE wobei UBE etwa0,7 V beträgt.
Man kann diese Abhängigkeit durch Vergrößerung von RE verringern, aber alternativ auch , in demman alternativ eine Diode in den Spannungsteiler einbaut. Dann gilt näherungsweise:
Ia = (Ub-UD)*R2 /((R1 + R2)RE)
Dabei kann man die Fluss-Spannung UD der Diode zu etwa =0,7 V ansetzen.
Eine weitere Lösung ist die Verwendung einer Z-Diode an Stelle von R1, die im Durchbruchbetrieben wird. Wenn man hier eine Z-Diode mit geringer Temperaturabhängigkeit derDurchbruchsspannung verwendet und zusätzlich noch eine normale Diode in Flussrichtung zurKompensation der Schwankungen in Serie schaltet, so wird die Schaltung besonders stabil.
Für die Schaltung mit einer Z-Diode für den Widerstand R2 gilt näherungsweise:
Ia = (UZ – UBE)/RE (mit UBE etwa 0,7 V)
UZ ist die Durchbruchsspannung der Z-Diode in Rückwärtsrichtung.
Mit der zusätzlichen Kompensation von UBE durch eine vorgeschaltete Diode erhält man dann:
Ia = UZ/ RE
Stromspiegel-Schaltungen dienen dazu, einen in einem Schaltungsteil auftretenden Strom in einemzweiten Teil direkt oder in übersetzter Form zu reproduzieren.
Abb. 5.17: Einfache Stromspiegel-Schaltungen mit npn-Transistoren (links) und mit n-Kanal-MOSFets
Die einfachsten Stromspiegel-Schaltungen bestehen, wie oben gezeigt, jeweils aus 2 TransistorenT1
und T2, die jeweils mit 2 Widerständen R1 und R2 zur Strom-Gegenkopplung ausgestattet sind. Derzusätzliche Widerstand RV lässt jeweils die linke Seite der Schaltung zu einer Stromquelle werden.
Betrachtet sei zunächst der Stromspiegel mit npn-Transistoren, auch als npn-Stromspiegelbezeichnet. Eine charakteristische Größe ist das Übersetzungsverhältnis:
kI = Ia / Ie zwischen Eingangsstrom und Ausgangsstrom. Für den Fall, dass die Widerstände R1 undR2 zu 0 gemacht werden, ergibt sich der einfache Spezialfall:
kI = Ia / Ie = 1/(Is1/Is2(1+1/B) +1/B)
Wenn die Stromverstärkung B ausreichend hoch ist (üblicherweise ca. 100 – 500), so ist dasÜbersetzungsverhältnis nur durch die Sperrströme Is1 und Is2 bestimmt.Bei gleichartigen und gleich großen Transistoren ist dieses Verhältnis auch noch gleich 1, dann wirdder Eingangsstrom in einen gleich großen Ausgangsstrom übersetzt.
Die nachfolgende Abbildung zeigt die Ausgangskennlinie des Stromspiegels.
Ua/V
Ia/uA
21
100
20
npnnpn
n-Kanal MOS
n-Kanal MOSArbeitsbereichbipolar
ArbeitsbereichMOS
Abb. 5.18: Typische Ausgangskennlinien von Stromspiegel-Schaltungen
Wegen der größeren Steilheit und der größeren Early-Spannung ist der Arbeitsbereich des npn-Stromspiegel günstiger als der der MOS-Schaltung.
Erhält der Stromspiegel eine Gegenkopplung durch die Widerstände R1 und R2, so beeinflussen diesedas Übersetzungsverhältnis. Dann gilt näherungsweise:
kI = Ia / Ie = R1/(R2 +(R1+R2)/B)) was für große Werte von B in R1 / R2 übergeht.
Bei diskret aufgebauten Stromspiegeln wird man nie gleiche Transistoren haben und deshalb immermit Widerständen zur Gegenkopplung arbeiten.
Bei integrierten Stromspiegeln wird man dagegen das Verhältnis der Widerstände entsprechend denGrößenverhältnissen der Transistoren wählen: IS2 / IS1 = R1 / R2.Dann wirken sich die Widerstände praktisch nicht auf das Übersetzungsverhältnis aus.
In der Praxis wird man relativ häufig den Stromspiegel direkt als Stromquelle einsetzen.Bei Vernachlässigung der Basis-Ströme und mit einem Vorwiderstand RV erhält mannäherungsweise:
Ie = (Ub – UBE1) /(RV + R1) , wobei UBE1 wieder zu etwa 0,7 V angesetzt werden kann.
Wenn es nicht mehr möglich ist, das Übersetzungsverhältnis des Stromspiegels über die Transistor-Größen einzustellen, weil der Transistor T2 zu klein wird bzw. die Größe von T1 unhandlich würde,dann setzt man in integrierten Schaltungen auch den sogenannten „Widlar-Stromspiegel“ ein, beidem nur der Gegenkopplungswiderstand R2 vorhanden ist. Dann gilt näherungsweise:
kI=IS2 / IS1 e**(-UR2/ UT)
UR2 ist der Spannungsabfall am Gegenkopplungs-Widerstand R2, UT ist die Temperaturspannung.
In manchen Fällen wird, insbesondere bei kleinen Stromverstärkungen oder bei großenÜbersetzungsverhältnissen, der Basis-Strom des Ausgangstransistors nicht mehr zu vernachlässigensein. Dann ist das Übersetzungsverhältnis nicht mehr einfach von den Transistor-Größen abhängig.Abhilfe schafft dann eine Spezialschaltung, bei der ein dritter Transistor zur Versorgung des Basis-Stroms eingesetzt wird, der sogenannte 3-Transistor-Stromspiegel.
Der Fehler bei der Berechnung des Übersetzungsverhältnisses reduziert sich um den Faktor derStromverstärkung des dritten Transistors. Verwendet wird eine solche Schaltung besonders insogenannten Strom-Bänken: In manchen Typen von analogen und digital-analogen Schaltungenbenötigt man eine Serie von fest eingestellten Strömen mit einen festen Verhältnis zueinander.Die kann ein Stromspiegel liefern, wenn man an Stelle des einen Transistors T2 eine Serie vonunterschiedlich großen Transistoren anschließt.
Noch nicht genauer betrachtet haben wir die Einstellung des Übersetzungsverhältnisses beimStromspiegel mit n-Kanal-MOSFETs.
Für die Drain-Ströme der beiden Transistoren kann man ansetzen:
ID1 = K1/2 (UGS1 - Uth)2 .
ID2 = K2/2 (UGS2-Uth)2 (1 + UDS2/UA) .
(K1, K2 sind die Steilheits-Faktoren UA ist die Early-Spannung)
Beim Transistor T1 (Abb. 5.20) kann man wegen UDS1 = UGS1 << UA den Early-Effektvernachlässigen.Da in MOSFETs keine Gate-Ströme fließen, entsprechen die Ströme am Ein- und Ausgang denDrain-Strömen: Ie = ID1, Ia, = ID2.
Ub Rv
Ua
Ia = I D2
T1 T2
R1 R2
UGS1 UGS2
Ie = ID1
UR1 UR2
I = 0Ue
GND
Abb. 5.20: Stromspiegel mit n-Kanal-MOSFETs
Die Maschengleichung liefert dann:
I D1 R1 + UGS1 = ID2 R2 + UGS2.
Für den n-Kanal-Stromspiegel ohne Gegenkopplung, also mit R1 =R2 = 0 erhält man dann dasÜbersetzungsverhältnis:
kI =Ia /Ie = K2 / K1 (1 + Ua/UA) und näherungsweise:
kI= K2/K1.
Damit wird, bei ausreichend großer Early-Spannung, das Übersetzungsverhältnis nur durch dieGröße der Transistoren bestimmt.
Typischerweise müsste man, um eine Grenze des Aussteuerbereichs von ca. 0,1 bis 0,2 V wie beibipolaren Transistoren zu erreichen, die MOSFETs um den Faktor 50 bis 100 größer machen.Die Praxis lässt das nur in Ausnahmefällen zu.
Wenn der Stromspiegel mit Widerständen zur Gegenkopplung betrieben wird, so wird dieBestimmung des Übersetzungsverhältnisses für den allgemeinen Fall nicht mehr geschlossen möglich.Für den Sonderfall:
K2 / K1 = R1 / R2
erhält man allerdings eine Aufhebung des Substrateffekts, und das Übersetzungsverhältnis entsprichtdem beim n-MOS-Stromspiegel ohne Gegenkopplung.
Mit dem Vorwiderstand Rv kann man den n-Kanal-Stromspiegel auch als Stromquelle betreiben.Dann gilt:
Ie = (Ub – UGS1) /(Rv + R1) und Ia = kI*Ie .
Für manche Anwendungen sind hohe bis extrem hohe Ausgangswiderstände gefordert.Die sind mit einem einfachen Stromspiegel nur sehr hochohmige Widerstände für die Gegenkopplungzu realisieren. In integrierten Schaltungen stehen solche Widerstandswerte typischerweise nicht zurVerfügung. Deshalb ist es dann sinnvoll, eine sogenannte Kaskoden-Schaltung einzusetzen.
Ub
RC R1
Cb
RbV
R2
in
out
T1
T2
Abb. 5.21: Kaskode-Schaltung
Die Kaskode-Schaltung ist eine spezielle Trick-Schaltung, um Transistor-Verstärker auf höhereGrenzfrequenzen zu „züchten“. Der Transistor T1 arbeitet in Emitter-Schaltung, allerdings auf einesehr kleinen Eingangswiderstand, dargestellt durch den Transistor T2 in Basis-Schaltung . DerArbeitspunkt der Basis-Schaltung wird durch die Widerstände R1 und R2 bestimmt. Der KondensatorCb dient dazu, den Transistor T2 gleichspannungsmäßig an Masse zu legen. Der Widerstand Rbv wirdmanchmal notwendig, um Eigenschwingungen der Schaltung zu unterdrücken.Diese Schaltung weist in etwa dieselbe Verstärkung wie die Emitter-Schaltung auf, funktioniert aberüber eine größere Bandbreite.
Man kann diese Schaltung ansehen als eine einfache Stromquelle in Emitter- bzw. Source-Grundschaltung, bei welcher der Gegenkopplungswiderstand durch einen Stromspiegel ersetzt ist.Nachteilig ist hierbei, dass man eine externe Spannungsquelle als Referenz benötigt. Deshalb hat essich als praktischer herausgestellt, gleich den vollständigen „Kaskode-Stromspiegel“ zu bauen, beidem diese Spannungsquelle entfällt.
UaIe‘
T1 T2
Ua
Ia
T1
T2
IaIe
T3 T4
Ia‘
T3 T4
GND GND
Ie
Ie‘ Ia‘
Abb. 5.23: Kaskode-Stromspiegel
Diese Schaltung wird auch als Kaskode-Stromspiegel mit automatischer Arbeitspunkt-Einstellungbezeichnet.
Das Übersetzungsverhältnis kI = Ia / Ie ist gegeben durch die Ruheströme der Transistoren Is2 zu Is1
bei der bipolaren Schaltung und durch das Verhältnis der Steilheits-Faktoren K2 zu K1 bei der MOS-Schaltung.Wenn β die Kleinsignal-Stromverstärkung des Transistors ist, so wird bei der bipolaren Schaltungder Ausgangswiderstand der Kaskode-Schaltung um den Faktor β / (1 + kI) größer als der deseinfachen Stromspiegels.
Mittels solcher Schaltungen kann man in der Praxis Innenwiderstände der Stromquellen von ca.30-70 Mohm erreichen. Dabei ist die bipolare Schaltung typischerweise um den Faktor 2-3 „besser“,bzw. hat einen größeren nutzbaren Aussteuerbereich.
5.4.3 Differenzverstärker
Die vorstehend betrachteten Schaltungen für Kleinsignalverstärker sind so für integrierteSchaltungen nicht brauchbar. Es ist schlicht und einfach unmöglich, die galvanische Trennungbenötigten Kondensatoren unterzubringen. Benötigt werden Verstärker, welche auch mitgalvanischer Kopplung der einzelnen Stufen und ohne separate Einstellung von Arbeitspunktenfunktionieren. Dabei ergibt sich ein grundlegendes Problem:Der Arbeitspunkt eines Transistors ändert sich mehr oder weniger mit der Temperatur, auch beimEinsatz stabilisierender Schaltungstricks. Und wenn man z. B. n=5 Schaltungsstufen hat, von denenjede eine Verstärkung von B= 10 aufweist, dann werden die Drift-Effekte der ersten Stufe ganz wieein Nutz-Signal von den folgenden Stufen mit verstärkt. Variiert also die Spannung der Stufe 1 um 1mV, so wird diese Änderung bis zum Ausgang noch 10**4 mal verstärkt und würde am Ausgang dieSpannung um 10 V verschieben. Dieser Effekt wird durch den Einsatz von Differenzverstärkernvermieden.
Abb. 5.25: Differenzverstärker mit npn- und mit n-Kanal-MOS-Transistoren
Der Differenzverstärker ist ein symmetrischer Verstärker mit zwei Eingängen und zwei Ausgängen.Die beiden aktiven Transistoren werden in Emitter- oder in Source-Schaltung betrieben.Neben der normalen Versorgungsspannung wird eine weitere negative Versorgungsspannungbenötigt. Ein wesentlicher Bestandteil ist die Konstant-Stromquelle: Sie sorgt im Idealfall dafür, dassdie Summe der Ströme durch die beiden Transistoren stets gleich bleibt.Im Normalfall werden die beiden Zweige auch symmetrisch ausgeführt, also mit RC1 = RC2 bzw. RD1
= RD2. Für die Eingangsspannungen Ue1 und Ue2 führt man allerdings eine andere Notation ein. Manunterscheidet nämlich zwischen einer Differenzspannung UD=Ue1–Ue2 und einer Gleichtakt-spannungUGL = (Ue1 + Ue2) / 2.Also gilt auch:Ue1 = UGL + UD / 2, Ue2 = UGL – UD / 2.
Bemerkenswert ist nun, dass eine Änderung der Gleichtaktspannung UGL im idealen Fall (und realinnerhalb gewisser Grenzen der Aussteuerung) die Stromverteilung nicht beeinflusst. DieAusgangsspannung bleibt also trotz Änderungen am Eingang konstant.Die Gleichtaktverstärkung AGL ist eine typische Größe solcher Verstärker. Sie ist definiert als:
AGL = dUa1/dUGL = dUa2/dUGL für UD= 0.
Im Idealfall sollte diese Größe immer 0 sein. Tatsächlich hat sie real einen Wert von ca. –10**(-4)bis –1. Das liegt vor allem am endlichen Innenwiderstand realer Stromquellen.
Liegt dagegen am Eingang eine Differenzspannung an, so ändert sich dadurch auch dieAusgangsspannung. Man definiert die Differenzverstärkung zu:
AD = dUa1/dUD = - dUa2/dUD (jeweils für UGL= const.)
Diese Differenz-Verstärkung ist ebenfalls negativ. Man erreicht Werte zwischen etwa –10 und – 100dann, wenn RC und RD echte Widerstände sind und etwa – 100 bis – 1000 dann, wenn an Stelle derWiderstände Stromquellen verwendet werden.
Das Verhältnis von Differenz- und Gleichtaktverstärkung wird auch als Gleichtakt-Unterdrückung(common mode rejection ration, CMRR) bezeichnet.Typisch sind hier Werte zwischen 10**3 und 10**5.Dies bedeutet praktisch, dass ein zwischen den beiden Eingängen als Differenz eingespeistes Signaletwa 1000 mal stärker verstärkt wird als eine Spannungsverschiebung am Eingang durch z. B. eineTemperaturdrift, die sich ja auf beide Eingänge gleichermaßen auswirkt.
In der Praxis wird man den Differenzverstärker nicht nur symmetrisch auslegen und betreiben, es gibtauch unsymmetrische Auslegungen und Betriebsarten, die durchaus Sinn machen:Man kann wahlweise einen Ein- und/oder Ausgang auf Masse legen.Nehmen wir an, es existiert nur ein Masse-bezogenes Eingangssignal (wie sehr häufig).Es ist dann möglich, mit einem Differenzverstärker, bei dem ein Eingang auf Masse-Potential„festgeklemmt“ wird, eine Umsetzung in ein symmetrisches Ausgangssignal zu erreichen.Solche Schaltungen kommen sowohl in der Analogtechnik (als Vorstufe zu Gegentakt-Verstärkern)wie auch in abgewandelter Form in der Digitaltechnik vor.Entsprechend kann man eine Differenzverstärker-Schaltung, bei der einer der beiden Widerstände imKollektor-Kreis entfällt, zur Umsetzung eines „schwebenden“ in ein Masse-bezogenes Signalverwenden.Sogar die Variante, die einen auf Masse gelegten Eingang und einen Ausgang ohne Lastwiderstandverwendet, macht Sinn: Sie wirkt wie eine Reihenschaltung eines Transistors in Kollektror-Schaltung
mit einem Transistor in Basis-Schaltung. Damit kann man wegen des nicht mehr auftretenden Miller-Effekts (wird im nächsten Kapitel behandelt) eine hohe Grenzfrequenz der Schaltung erreichen.
Die mit Differenzverstärkern erreichbaren Verstärkungen sind dann sehr hoch, wenn die Widerständeim Kollektor- bzw. Drain-Kreis sehr hoch sind. In ICs kann man Widerstände im kOhm-Bereich nursehr schlecht realisieren: Sie werden durch Stromquellen ersetzt. Damit steigt aber als erwünschterNebeneffekt sogar die Verstärkung erheblich an. Tatsächlich setzt man Stromspiegel oder Kaskode-Stromspiegel ein.
Abb. 5.28: Differenzverstärker mit pnp-Stromspiegel als Stromquelle
Die Wahl der Stromquelle oder des Stromspiegels hat keinen wesentlichen Einfluss auf dasKleinsignal-Verhalten der Schaltung. Da der Stromspiegel selbst an der Signalverstärkung nichtteilnimmt, können hier auch die (potentiell langsameren) pnp-Transistoren verwendet werden.
Differenzverstärker gehören zu den wichtigsten Kern-Bestandteilen aller hochintegrierten Verstärker.Wie wir aber nachfolgend sehen werden, spielen sie selbst bei digitalen integrierten Bipolar-Schaltungen eine wichtige Rolle.
Wichtig ist es sicher noch, festzustellen, in welchen Grenzen ein solcher Differenzverstärkeraussteuerbar ist. Für die Schaltung nach Abb. 5.26 kann man ableiten:
Abb. 5.29: Verlauf der Übertragungskennlinie für den npn-DifferenzverstärkerDer Verstärker ist praktisch über einen Spannungsbereich von + /- 5 UT aussteuerbar. Jenseits davonwird ein Transistor vollständig abgeschaltet. Für einen Betrieb als Kleinsignal-Verstärker kommtsogar nur der zwischen + / - UT in Betracht, jenseits davon nehmen die auftretenden Nicht-linearitäten erheblich zu. Damit kann man schon feststellen, dass diese Schaltung vorwiegend in denEingangsstufen integrierter Verstärker benutzt wird.Betreibt man den Differenzverstärker mit zusätzlicher Strom-Gegenkopplung im Emitter-Kreis, sowerden die Übertragungskennlinien wesentlich flacher, aber gleichzeitig steigt die Größe des linearenBereichs proportional an.
Abb. 5.30: Differenzverstärker mit Strom-Gegenkopplung
Unter der Annahme starker Gegenkopplung, d. h. nahezu konstanter Basis-Emitter-Spannungen,kann man Näherungsformeln für die Abhängigkeit des Ausgangsspannungen von der Differenz-spannung UD angeben:
Ua1 = Ucc –IC1* RC ≈ Ucc – I0 RC – RC UD/2RE .
Ua2 = Ucc –IC2* RC ≈ Ucc – I0 RC +RC UD/2RE .
Baut man den Differenzverstärker mit MOSFETs auf, so erhält man einige erstaunliche Effekte.Zunächst sind für den linearen Verstärkungsbereich die Abhängigkeiten zwischen Spannungen undStrömen wie folgt beschreibbar:
Die Kennlinien sind über den Steilheitsfaktor K auch von der Größe der MOS-Fets abhängig. Damitkann man die Eigenschaften durch Skalieren des MOSFETS einstellen, also durch deren Breite.Kleine MOSFETs erzeugen eine flachere Kennlinie bei geringerer Verstärkung und einen größerenlinearen Bereich, während breitere MOSFETs eine höhere Differenzverstärkung und eine steilereÜbertragungskennlinie zur Folge haben, aber auch einen eingeschränkten Dynamikbereich. Damitkann man hier die Eigenschaften über die Transistorgrößen einstellen wie beim bipolarenDifferenzverstärker über die Strom-Gegenkopplung.Die Strom-Gegenkopplung kann man auch hier anwenden, aber für eine ausreichende Verstärkungbraucht man dann recht große Transistoren. Diese und die Fläche für die Widerstände zurGegenkopplung kosten aber Platz und verringern durch größere Kapazitäten auch die obereGrenzfrequenz. Damit ist diese Lösung eher unbeliebt.
5.5 Integrierte digitale bipolare Schaltungen
Die ersten digitalen ICs wurden in den 60er Jahren in verschiedenen bipolaren Technologienentwickelt und gefertigt.
Von einer gewissen praktischen Bedeutung ist sind heute davon nur noch die Transistor-Transistor-Logik (TTL) und die Emitter-Coupled-Logic (ECL).
Alle digitalen integrierten Schaltungen haben, was den eigentlichen Betrieb betrifft, gemeinsameEigenschaften:Die aktiven Bauelemente werden nicht mehr im Kleinsignal-Betrieb betrieben. Die Arbeitspunkt-Einstellung entfällt deshalb. Der verwendete nicht-lineare Großsignalbetrieb hat ganz andereEigenschaften.Da Halbleiter-Bauelemente die unangenehme Eigenschaft besitzen, exponentielle (bipolar) bzw.quadratische (MOS) Eingangskennline zu besitzen, ist die Übertragungscharakteristik formal nurschwer beschreibbar. Man hilft sich mit graphischen Mitteln.Gegeben sei das Ausgangs-Kennlinienfeld eines bipolaren Transistors. Wir nehmen an, dass er miteinem ohmschen Widerstand RC an die Versorgungsspannung angeschlossen ist. Die Strom-Spannungs-Kennlinie ist dann eine Gerade. Diese wird „rückwärts“ in das Ausgangs-Kennlinienfelddes Transistors eingetragen.
Stufe n Stufe (n+1)
Ic
UCE UBE
IBWiderstand
Trans.-Eingang
Arbeitsgerade
1
2
3
1
2
3Eingangs-Kennlinie
Abb. 5.31: Umschaltverhalten mit Eingangs- und Ausgangskennlinie
Für IC = 0 ist der Strom durch den Widerstand 0, der Transistor wird bei UCE = UCC
(Versorgungsspannung) betrieben. Im anderen Extremfall, wenn der Transistor extrem gut leitendsein soll (UCE = 0), ist der Strom auf IC = UCC/ RC begrenzt. Damit sind die Endpunkte der„Arbeitsgeraden“ im Ausgangs-Kennlinienfeld definiert.In bipolaren digitalen Schaltungen ist die Last der Stufe n durch die Eingangskennlinie der Stufe(n+1) gegeben, die z. B. durch eine Dioden-Kennlinie gegeben sein kann. Dann wird entsprechendauch diese Kennlinie „rückwärts“, also vom Punkt UCE = UCC aus auftragen und erhält damit diemöglichen Punkte im Ausgangs-Kennlinienfeld der treibenden Stufe.Wir nehmen an, eine digitale Schaltung vollführt am Ausgang einen Signalwechsel von logisch „0“auf logisch „1“. Die Betriebsspannung betrage z. B. 5 V, und die Spannungsverstärkung einerlogischen Stufe betrage 10.Die angeschlossene nächste Stufe wird zunächst nur wenig auf den Signal-Anstieg reagieren, bis diedortigen Transistoren so weit ausgesteuert sind, dass sie aktiv verstärkend werden. In bipolarenSchaltungen wird das ab ca. 0,7 V wirksam. Dann erfolgt eine Verstärkung des Signals um denVerstärkungsfaktor der treibenden Stufe, der seinerseits vom „momentanen“ Arbeitspunkt abhängt.Lange bevor das ansteuernde Signal seinen Endwert erreicht hat, erreicht das Produkt:
Uaus * Au (Ausgangsspannung mal Spannungsverstärkung) einen Wert, der über der Betriebs-spannung liegt. Damit wird die zweite Stufe übersteuert, trotz möglicherweise noch ansteigenderEingangsspannung steigt die Ausgangsspannung der zweiten Stufe nicht mehr an.Die angesteuerte Stufe wird also in eine Art Sättigungszustand gebracht.Je größer die dynamische Verstärkung der (n+1)-ten Stufe ist, um so steiler wird die an derenAusgang auftretende Flanke des digitalen Signals. Eine hohe Verstärkung ist also auch in digitalenSchaltungen erwünscht, und zwar zur Erzeugung definierter Zustandsübergänge.
In bipolaren Schaltungen unterscheidet man noch zwei Grundtypen:Bei sogenannter „gesättigter“ Logik werden Transistoren des angesteuerten Gatters in den Zustandder Sättigung getrieben (bei p-n-Übergänge leitend). Das führt zu geringen Restspannungen Uce amTransistor, aber auch zu erheblichen Effekten der Ladungsspeicherung.Um die in der Sättigung gespeicherten Ladungen in der Basis-Zone wieder zu entfernen, wird beimnächsten Umschalten zusätzlich Zeit benötigt. Bei sogenannter „ungesättigter“ Logik wird deshalbder Zustand der Sättigung auf Kosten einer erhöhten Verlustleistung gezielt vermieden.
t
u (t)
t
u (t)
Gatter n, Ausgang
Gatter (n+1), Ausgang
Abb. 5.32: Übertragungsverhalten zwischen digitalen Schaltungen
Die meisten digitalen Schaltkreis-Typen haben die Eigenschaft, dass sich bestimmte Gatter-Funktionen bevorzugt fertigen lassen (meistens NAND oder NOR). Andere logische Funktionenwerden dann indirekt z. B. über NANDs oder NORs realisiert.Je nach grundlegendem Schaltungsaufbau wurden die digitalen integrierten Schaltungen in„Familien“ aufgeteilt. Frühe Typen waren die RTL (Resistor-Transistor-Logik) und die DTL(Dioden-Transistor-Logik), jeweils benannt nach den in den logischen Grund-Bauelementenvorwiegend verwendeten elektronischen Bauelementen. Von praktischer Bedeutung sind heute (mitstark abnehmender Tendenz gegenüber MOS-Logiken) nur noch die TTL-Logik (Transistor-Transistor-Logik) und die ECL (Emitter Coupled Logic).5.5.1 Transistor-Transistor-Logik (TTL)
Das wesentliche und typische Bauelement der TTL-Logik ist der Multi-Emitter-Transistor.
Wie Abb. 5.33 zeigt, ist es technologisch einfach, dem integrierten bipolaren Transistor weitereEmitter-Anschlüsse hinzuzufügen und damit eine "Multi-Emitter-Struktur" zu erzeugen. Ein solchernpn-Multi-Emitter-Transistor ist dann auch charakteristisch für die bipolare Transistor-Transistor-Logik (TTL), die wichtigste Logikfamilie für diskrete Logik-Bausteine der 60er und 70er Jahre.Abb. 5.34 zeigt vereinfacht ein Grundgatter in TTL-Logik. Charakteristisch ist der Multi-Emitter-Transistor am Eingang.
Ausgang
VDD
GND
EingängeT1
T2
Rb
Abb. 5.34: NAND-Grundgatter der TTL-Logik mit Open Collector-Ausgang
Ist mindestens einer der Eingänge auf "low", so ist der Transistor T1 niederohmig leitend (kann inSättigung sein). Die folgende Stufe mit T2 erhält eine Eingangsspannung nahe dem GND-Potential,zieht damit keinen nennenswerten Basisstrom und sperrt. Werden dagegen beide Eingänge auf "high"gelegt, so gerät der Transistor T1 in den aktiv inversen Betrieb, es fließt ein Strom durch dieKollektor-Basis-Diode zum Eingang von T2. Damit erhält der Ausgangstransistor T2 einenBasisstrom und wird niederohmig leitend. Da in diesem Fall die Basis-Emitter-Spannung desAusgangstransistors höher als die Kollektor-Emitter-Spannung werden kann, gerät dieser Transistorin den Zustand der Sättigung und wird sehr niederohmig. In der "Open Collector"-Konfigurationbenötigt die Schaltung einen externen Widerstand am Ausgang gegen Vdd um zu funktionieren.Eine erweiterte, ohne externen Widerstand verwendbare TTL-Stufe zeigt Abb. 5.35.
Abb. 5.35: TTL-NAND-Schaltung mit Gegentakt-Ausgang
Die Schutzdioden am Schaltungseingang bewirken, dass die Spannungen am Schaltungseingangbegrenzt bleiben (Schutzdioden). Die Gegentaktschaltung kann relative hohe Ströme undStromspitzen am Ausgang liefert, ein externer Widerstand ist nicht notwendig.TTL-Gatter mit diesem Aufbau sind relativ langsam, weil die Transistoren in den Zustand derSättigung geraten. Dabei wird jeweils, bedingt durch die große Diffusionskapazität der Dioden inFlussrichtung, eine relativ große Ladungsmenge in der Basis gespeichert. Da beim Umschalten desTransistors diese Diffusionskapazität umgeladen werden muss, schalten Schottky-Gates insogenannter "gesättigter Logik" relativ langsam. Will man sie schneller machen, so muss man denZustand der Sättigung vermeiden. Den Schaltungstrick zeigt Abb. 5.36.
RL
VDD
E1 E2
B
C
Schottky-Transistor
in
out
Verstärkerstufe Multi-Emitter-Transistor
Abb. 5.36: Transistor mit Schottky-Diode zur Vermeidung der Sättigung
Die Schottky-Diode hat jeweils eine geringere Fluss-Spannung als die p-n-Diode des Transistors undwirkt deshalb als effizienter Nebenschluss.Da eine solche Schottky-Diode auch günstig und ohne großen Flächenverlust in die integrierte TTL-Schaltung einbezogen werden kann, haben heute verwendete TTL-Schaltungen praktisch nur noch insogenannter "Schottky-Logik" praktische Bedeutung, bei der alle Transistoren, die in den Zustandder Sättigung laufen könnten, eine zum B-C-Übergang parallele Schottky-Diode besitzen.Der logische Hub, das ist der Unterschied zwischen "high"- und "low"-Pegel beträgt in TTL etwa2 V.Auffällig ist, dass die TTL-Logik weitestgehend ohne pnp-Transistoren auskommt.
Man kann in integrierter bipolarer Technologie auch pnp-Transistoren implementieren, aber nicht mitähnlicher Leistungsfähigkeit wie npn-Transistoren.Sie werden aufgebaut entweder als "vertikale" oder als "laterale" pnp-Transistoren.
Grundsubstrat C
n++
n -
P -
EB
p +
IsolatorIsolator
Abb. 5.37: Vertikaler pnp-Transistor (Schnitt)
Grundsubstrat
C
n+
n -
P -
EB
p +
IsolatorIsolator
n +
p
C
p
Abb. 5.38: Lateraler pnp-Transistor
Im vertikalen pnp-Transistor bildet das Grundsubstrat den Kollektor, was für die Schaltungstechnikungünstig ist.Im lateralen pnp-Transistor hat man den Kollektor "frei" verfügbar, aber weder die Geometrie nochdie Dotierungsdichten sind sehr günstig. Aus diesem Grunde existieren keine digitalen integriertenTechnologien, die komplementäre npn- und pnp-Transistoren verwenden.
5.5.2 Emitter Coupled Logic (ECL-Logik)
Die schnellste bipolare Logik ist die ECL-Logik. Abb. 5.39 zeigt das Grundgatter.
Vss (-5V)
GND
Uq1 Uq2
Is
U1 Uref
Abb. 5.39: Prinzip der ECL-Logik
Charakteristisch ist der Aufbau des ECL-Gatters mittels einer Konstantstromquelle, die mit denEmittern der Schalttransistoren und einer negativen Versorgungsspannung verbunden ist. Es fließtalso kontinuierlich ein Strom durch die Schaltung, der über die Eingangsspannungen U1 und Urefzwischen den beiden Zweigen der Schaltung hin und her geschaltet werden kann.
Keiner der Transistoren erreicht dabei den Zustand der Sättigung. Auf diese Weise erhält manschnelle Schaltungen, die allerdings eine hohe Verlustleistung aufweisen. Die Ausgangsspannungwird an den Kollektor-Anschlüssen der Transistoren abgenommen. Während einer der beidenTransistoren durch ein Signal angesteuert wird, verbindet man den Eingang des zweiten parallelenTransistors mit einer auf dem Chip erzeugten Referenzspannung (Uref). Es stehen jeweils 2zueinander invertierte Ausgangssignale (Uq1, Uq2) zur Verfügung. Sie sind allerdings in dieservereinfachten Schaltung noch nicht zur Ansteuerung nachfolgender Gatter geeignet.Die ECL-Logik verwendet eine negative Versorgungsspannung (-5 V) und ist deshalb mit anderenLogiken (CMOS, TTL) nicht direkt kombinierbar. Der externe Spannungshub bei ECL-Bausteinenbeträgt etwa 0,8 V, der innere Hub nur 0,4 V.Sollen ECL.-Bausteine auf einer Platine mit CMOS- oder TTL-ICs kombiniert werden, so sindspezielle Wandler-Bausteine notwendig. Auf Platinen, die sowohl ECL- als auch TTL- und/oderMOS-ICs besitzen, wird man jeweils neben dem Masse-Anschluss Versorgungsspannungen von +5V und - 5 V bereitstellen müssen.
ECL-Bausteine können auf Platinen direkt Verbindungsleitungen mit einem Wellenwiderstand von50 Ohm treiben (ganz im Gegensatz zu CMOS !)Ein realistisches ECL-Grundgatter zeigt Abb. 5.40.
Vss (-5V)
GND
Is
Ui1 UrefUi2
Ref1 Ref2
Q' Q
(extern) (extern)
Emitterfolger
Abb. 5.40: ECL-Gatter
Das Gatter erzeugt eine OR/NOR-Verknüpfung zwischen den Eingangssignalen Ui1 und Ui2. Wenneiner der leiden linken Transistoren leitend ist, so fließt der Konstantstrom durch diesen Zweig.Zusätzlich besitzt die Schaltung zwei weitere Transistoren, die als Emitterfolger geschaltet (keinWiderstand im Kollektorkreis) als reine Stromverstärker arbeiten.Die externen Lastwiderstände Ref1 und Ref2 können z. B. durch die Eingänge nachfolgender Gattergebildet werden.
ECL-Schaltkreise haben über mehr als ein Jahrzehnt (ca. 1970 bis 1990) als Basistechnologie für denAufbau von Großrechnern (auch "Mainframes" genannt) gedient. ECL ist die "Mainframe-Technolgie" schlechthin. Dazu wurden mittelhoch integrierte ECL-Bausteine mit bis zu ca. 10 000Gattern entwickelt (z. B. bei IBM, Siemens, Fujitsu).
Das Problem war stets die Abführung der hohen Verlustleistung. In Mainframes hat man mitspeziellen wasserdurchflossenen Träger-Modulen für ECL-Schaltkreise bis zu ca. 80 W Verlust-leistung pro cm2 abführen können.
In erster Linie dieses Problem, darüber hinaus aber auch der im Vergleich zu MOS-Technologienhohe Platzbedarf haben schließlich dazu geführt, dass ECL-Schaltkreise den Integrationsgrad vonMOS-ICs auch nicht annähernd erreichen konnten.Allerdings sind Schaltzeiten unter 0,1 ps für ECL-Gatter durchaus beeindruckend.
5.6 MOS-Technologien
5.6.1 Einleitung
Wir haben im Kapitel 3 kennengelernt, dass MOS-Transistoren sich als n- und als p-Kanal-Typenentweder selbstleitend oder selbstsperrend realisieren lassen.
Die ersten MOS-Technologien für ICs waren p-Kanal-Technologien, weil zu der Zeit (ca. bis Mitteder 70er Jahre) ein p-Kanal-Transistor in selbstsperrender Technik herstellbar war, während die n-Kanal-Techniken zunächst zu selbstleitenden Transistoren führten. Die Ursachen waren Oberflächen-Effekte.Als man ab ca. Mitte der 70er Jahre in n-Kanal-Technologie sowohl selbstleitende als auchselbstsperrende Transistoren fertigen konnte, wurde bis ca. Mitte der 80er Jahre die nMOS-Technologie das Arbeitspferd der VLSI (very large scale integration) Technik.In den 70er Jahren entstand zunächst nur als Exot für Low-Power-Anwendungen (das waren die aufminimalen Stromverbrauch getrimmten Schaltungen in elektronischen Armbanduhren) dieComplementary MOS (CMOS-) Technologie, die in Kombination selbstsperrende n-Kanal und p-Kanal-Transistoren verwendet.Als sich ab ca. der Mitte der 80er Jahre das Problem der Wärmeableitung auch bei nMOS eine fürden Fortschritt der Integrationstechnik wesentliche Rolle zu spielen begann, führte das zu einemschnellen allgemeinen Durchbruch der CMOS-Technologie.
Seit ca.1990 werden alle hochintegrierten Prozessoren und Speicher in CMOS-Technologie gebaut.Das Problem der Wärmeabfuhr ist damit aber nicht endgültig gelöst:Bei hohen Taktraten ab ca. 100 MHz sind die statischen Verluste weniger bedeutend als die beimUmladen der Kapazitäten entstehenden dynamischen Verluste. Hier hilft bis zu einem gewissenGrade die Verringerung der logischen Hübe (wie bei ECL), um die dynamische Verlustleistung inGrenzen zu halten. Leider aber bewirken kleinere Hübe auch geringere Störabstände.Inzwischen (1997) sind die Taktraten von Prozessoren so hoch geworden, dass die dynamischeVerlustleistung die wesentliche Rolle spielt.
5.6.2 nMOS-Technologie
Wir wollen an dieser Stelle zunächst das Schaltverhalten einfacher digitaler Schaltungen betrachten.Die einfachste digitale Schaltung ist dabei ein Inverter, der wiederum im einfachsten Fall aus einemaktiven Transistor und einem passiven Lastwiderstand aufgebaut ist (Abb. 5.41).
I DS
U DS
U GS als Parameter
U GS
R D
VDD
GND
Lastkennlinie R D
U LL
I KS
outn-enh.
Abb. 5.41: Inverter mit Lastwiderstand und Ausgangs-Kennlinienfeld
Das Betriebsverhalten dieser Schaltung lässt sich leicht erklären:Zunächst seien die Extremfälle betrachtet. Ist der Transistor ideal gesperrt (I DS = 0), so fällt amWiderstand R D keine Spannung ab. Die Spannung am Ausgang des Inverters ist dann die"Leerlaufspannung" ULL, und diese entspricht der Versorgungsspannung VDD (gilt nur dann, wennkeine zusätzlichen Belastungen am Ausgang out bestehen). Ist dagegen der Transistor ideal leitend(UDS = 0), so wird die Ausgangsspannung zu null, durch den Widerstand R D fließt ein Strom derGröße I KS = VDD / R D. Real wird der Transistor immer noch einen endlichen Widerstandaufweisen, so dass die minimale Ausgangsspannung nicht null sein kann.
Für die Praxis der MOS-Technologie ist diese Schaltung nicht von wesentlicher Bedeutung, da dieRealisierung eines Widerstandes von einigen kOhm auf einem IC nur schwer möglich ist.Die frühesten Realisierungen integrierter MOS-Schaltungen verwendeten als aktives Element einenp-Kanal-Transistor, man sprach deshalb von der pMOS-Technologie. Sie wurde aber bereits in denfrühen 80er Jahren weitgehend durch die nMOS-Technologie angelöst.Die nMOS-Technologie verwendet als Grundelemente einen selbstsperrenden Transistor als aktivenSchalter und einen weitere Transistor als Lastelement.
n-enh.
n-enh. n-enh.
n-enh.
n-depl.
n-enh.
GND
VDDVDD1
VDD2 VDD
A B C
Abb. 5.42: Grundtypen von nMOS-Invertern
Wie in Kapitel 7 vorgestellt, kann man einen im Anlaufbereich betriebenen selbstsperrenden oderselbstleitenden MOS-Transistor als Widerstand verwenden.Die unterschiedlichen Möglichkeiten zeigt Abb. 5.42. Die ersten gefertigten nMOS-Schaltungenenthielten nur selbstsperrende n-Kanal-FETs. Das Lastelement besteht aus einem FET, dessen Gatez. B. mit der Betriebsspannung (5.42 A) verbunden ist. Dieser Transistor wird dann, wenn dieSpannung am Ausgang von "low" auf "high" umschaltet, leitend, um die Ausgangslast umzuladen.Wenn die Spannung am Ausgang dabei auf Werte steigt, die höher liegen als Vdd-Uth, so wirddieser Transistor faktisch vom Durchlass- in den Sperrbereich umgeschaltet. Das Resultat ist einesehr langsame Aufladung der Lastkapazität bis zum Wert Vdd der Ausgangsspannung.
Der Umschaltvorgang ist wieder durch die Ausgangs-Kennlinien des aktiven Schalttransistors undpassiven Lasttransistors bestimmt. Im Unterschied zum linearen Lastwiderstand ergeben sich aberjetzt andere Übertragungskennlinien (Abb. 5.43).
Abb. 5.43: Kennlinien des MOS-Inverters mit selbstsperrendem Last-Transistor
Ein schnelleres Umladen erhält man, wenn für das Gate des Lasttransistors eine zweite, höhereVersorgungsspannung zur Verfügung steht. (5.42 B) Tatsächlich wurden in den 70er Jahren CMOS-ICs mit zwei verschiedenen Versorgungsspannungen gefertigt. Diese Lösung wird allerdings wegendes Bedarfs an zusätzlichen Leitungen und Netzgeräten die Systemkosten erheblich steigern.
Die einzig befriedigende Lösung ist die Verwendung eines selbstleitenden FETs als Lastelement(5.42 C). Erst damit war für die nMOS-Technologie eine befriedigende Lösung gefunden.Voraussetzung ist hier, dass der Halbleiter-Hersteller die Schwellenspannungen der Transistorennahezu frei einstellen kann.
I DS
U DS
U GS als Parameter
U GS
VDD
GND
Lastkennlinie
R D
U LL
I KS
outselbstleitender
Last-Transistor
Lasttransistor: U GS = 0
n-enh.
n-depl.
Abb. 5.44: Kennlinie des MOS-Inverters mit selbstleitendem Last-Transistor
Möglich geworden ist dies mit Hilfe der Technik. der Ionen-Implantation. Man kann damit ortsfestepositive oder negative Ladungen unterhalb der Sperrschicht "einbauen".
Abb. 5.45: Schnitt durch einen Inverter in nMOS Technologie
Charakteristisch ist der Anschluss des Gates des selbstleitenden Transistors an dessen Source-Elektrode. Es gilt also immer UGS = 0. Wenn die Schwellenspannung Uth z. B. bei ca. -1,5 V liegt,ist dieser Lasttransistor auch bei UDS < 1.5 V noch ausreichend leitfähig. Die Übertragungs-kennlinien der drei betrachteten Inverter-Grundtypen zeigt Abb. 5.46.
U GS
U DS
U GS U GS
U DS U DS
Lastwiderstand SelbstsperrenderLasttransistor
SelbstleitenderLasttransistor
Abb. 5.46: Kennlinien zur Übertragung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung beinMOS-Invertern
In allen Fällen wird bei steigender Eingangsspannung die Ausgangsspannung zunächst nur wenig,dann zunehmend beeinflusst (quadratische Eingangskennlinie). Zu hohen Eingangsspannungen hintreten dann Sättigungseffekte auf, welche die Verstärkung wieder abfallen lassen. AusÜbertragungsdiagrammen dieser Art kann man graphisch ableiten, welche Störabstände dieSchaltung besitzt, d. h. welche Größen von Störsignalen logische Zustandsänderungen bewirkenkönnen.
5.7 Analoge integrierte Schaltungen
5.7.1 Einleitung
Man könnte fast glauben, digitale Schaltungen und integrierte Schaltungen seien identisch.Tatsächlich ist der Großteil aller gefertigten Schaltungen heute digital, aber bereits in der Automobil-Elektronik begegnen uns auch analoge Baugruppen oder gemischt digital-analoge Schaltungen inHülle und Fülle. Weshalb?
Zunächst muss ein Signal eine gewisse Höhe erreichen, bevor es als digitale Information weiterverarbeitet werden kann. Signale, die bei Spannungen von nur einigen Volt auftreten, müssen alsozunächst verstärkt werden. Die Verstärkertechnik ist deshalb ein besonderes Kapitel in derSchaltungstechnik, wobei heute (bis auf die Hoch- und Höchstfrequenztechnik und dieLeistungselektronik) Verstärker als integrierte Bausteine realisiert werden. Eine besondere Rollespielen dabei sogenannte Operationsverstärker, das sind integrierte Verstärker-Bausteine mitspeziellen Eigenschaften. Auch zur Wandlung von analogen in digitale Schaltungen werdenbestimmte spezielle Baugruppen, sogenannte Analog-Digital-Wandler, benötigt. Anders herumeignen sich digitale Signale auch nicht direkt zur Ansteuerung von z. B. Motoren. Dort werdenumgekehrt Digital-Analog-Wandler benötigt. Und diesen folgen dann meistens noch spezielleLeistungsverstärker. Wir können aber auch bei der Nachrichtentechnik im engeren Sinne bleiben.Wir haben bis jetzt eine Reihe von passiven Bauelementen der Nachrichtentechnik kennengelernt.Mit solchen Bauelementen ist der Elektrotechniker in der Lage, gegebene Signale auf zumanipulieren wie z. B. frequenzabhängig zu dämpfen oder auf andere Spannungsebenen umzusetzen.Was fehlt ist die Fähigkeit, Spannungen, Ströme oder Signale zu verstärken oder Schwingungen zuerzeugen. Dazu werden aktive Bauelemente benötigt. Baugruppen, die aus einem Eingangssignal amEingang ein (möglichst gleichartiges) Ausgangssignal mit höherer Spannung erzeugen, werden alsVerstärker bezeichnet. Bei Erzeugung eines höheren Stroms ohne Spannungsverstärkung sprichtman dagegen von einem Impedanz-Wandler oder einem Stromverstärker.
Es gibt in der Nachrichtentechnik weitere wichtige aktive Baugruppen.
Oszillatoren sind selbstschwingende Schaltungen, wie sie z. B. auch als Taktgeber in digitalenSchaltungen Verwendung finden. Sie werden aber auch in der analogen Elektronik undNachrichtentechnik verwendet.Mischer sind Baugruppen, welche ein Eingangssignal von einer Frequenzebene auf eine andereumsetzen. So wird z. B. das UKW-Rundfunk-Signal von 15 kHz Bandbreite einem Träger im 100MHz-Bereich aufgepackt und muss im Empfänger auf eine sogenannte Zwischenfrequenz voneinigen MHz umgesetzt werden, bevor es verstärkt und schließlich demoduliert werden kann.Modulatoren sind Baugruppen, welche ein Signal in Abhängigkeit eines anderen Signals variieren. Z.B. wird ein Sender stets aus einem Hochfrequenz-Oszillator bestehen, auf den ein niederfrequentesSignal aufmoduliert wird, um von ihm "huckepack" übertragen zu werden.Demodulatoren sind Baugruppen, welche aus einem modulierten Signal die modulierende Spannungzurückgewinnen (auch als Detektoren bezeichnet).
5.7.2 Verstärker-Grundlagen
Die zweifellos wichtigsten aktiven Bausteine der Analogtechnik sind Verstärker. Sie werden immerdort benötigt, wo eine an einem Detektor auftretende kleine Signalspannung zu klein ist, um direktverarbeitet werden zu können. In der Regel werden Verstärker-Baugruppen mit einer Versorgungs-Gleichspannung versorgt (meistens als Vdd oder Vcc gekennzeichnet), welche die Energie für denVerstärkungsvorgang liefert. Sie besitzen notwendigerweise auch einen Masse-Anschluss (GND),der oft mit dem Masse-Anschluss der Signalleitungen am Eingang und Ausgang der Schaltungzusammenfällt. Praktisch verwendete integrierte Verstärker-Bausteine benötigen teilweise auch einepositive und eine negative Betriebsspannung (z. B. + - 15 V).
Verstärker sind in der Regel als Vierpole darzustellen, im Ersatzschaltbild steuert eineEingangsspannung oder ein Eingangsstrom eine interne Spannungs- oder Stromquelle.
rbb'
gb'e Cb'ecce
gce
u b'e S u b'e
C b'c
b b' c
e
Abb. 5.48: Kleinsignal-Ersatzschaltbild eines Transistors als Verstärker in Emitterschaltung
Das Ersatzschaltbild für einen Transistor als Kleinsignal-Verstärker ist in Abb. 5.48 dargestellt.Ein Verstärkerbaustein wird (bis auf ganz speziell Sonderfälle) mindestens einen Transistor alsaktives Bauelement beinhalten, häufig aber auch eine ganze Anzahl von Transistoren als integrierteBaugruppe. Eine praktisch wichtige Untergruppe solcher integrierter Verstärkerbausteine sindsogenannte Operationsverstärker.
Ui UaZi Za
ZiUi
Y21 Ui
1 / Za
Abb. 5.49: Verstärker-Vierpol mit Kenngrößen und vereinfachter Ersatzschaltung
Die wichtigsten Kenngrößen eines solchen Verstärker-Vierpols sind dann:
- die Spannungsverstärkung Au = Ua / Ui zwischen Eingang und Ausgang, oft gemessen für denFall des Leerlaufs am Ausgang
- der Eingangswiderstand Ri bzw. die Eingangsimpedanz Zi
- der Ausgangswiderstand Ra bzw. die Ausgangsimpedanz Za
- die obere Grenzfrequenz, d. h. die Frequenz, bei der die Spannungsverstärkung um 3 dB oderWurzel 2 gegenüber dem Standardwert abfällt.
- die sogenannte Transitfrequenz, das ist die Frequenz, bei der der Verstärker auch noch eineSpannungsverstärkung von 1 besitzt.Dieser Wert wird oft auch als Bandbreite bezeichnet, weil er das obere Ende desFrequenzbereichs angibt, über den der Verstärker einsetzbar ist.
- die maximale Spannung am Eingang und Ausgang
- der maximale Strom am Ausgang
- die maximale Ausgangsleistung (Produkt aus Ausgangsspannung und Ausgangsstrom).
- die Rauscheigenschaften des Verstärkers: Das ist das Maß für die Eigenschaften des Verstärkers,einem Eingangssignal ein Störsignal hinzuzufügen.
Soll z. B. ein Eingangssignal von 0,5 Millivolt verstärkt werden, so ist dies nicht möglich, wenn dieEingangsstufe des Verstärkers selbst ein Rauschsignal von 10 mV Mittelwert produziert.Weiterhin unterscheidet man zwischen linearen und nicht-linearen Verstärkern.Bei einem linearen Verstärker ist die Höhe der Verstärkung unabhängig von der Größe derSpannung am Eingang und Ausgang. Nehmen wir als Beispiel eine Spannungsverstärkung von 100und eine Versorgungsspannung von 10 V an, so wird ein solcher Verstärker eine Eingangsspannungvon 1 mV sicher auf 100 mV verstärken können. Er wird aber keine Eingangsspannung von 1 V auf100 V verstärken können. Bei einer Ausgangsspannung von 10 V ist eine Grenze erreicht, derVerstärker gerät in den Zustand der "Sättigung" und ist dann ein "nicht-linear".Alle Gatter-Bausteine der Digitaltechnik sind so angelegt, dass sie vom Eingangssignal in dieSättigung getrieben werden, sind also hochgradig nicht-linear.Eine hohe Verstärkung wird trotzdem benötigt, um bei digitalen Signalen steile Flanken zu erhalten.
Die Spannungswerte der Signale am Eingang und Ausgang einer Schaltung sind klein gegen dieBetriebsspannung (etwa Usignal < 0,1 Vdd). Dann kann man die eigentlich nicht-linearenHalbleiterschaltungen oft näherungsweise als linear betrachten, weil für den verwendeten kleinenSchwankungsbereich von Spannungen und Strömen die Eigenschaften der Schaltung(Eingangswiderstand, Verstärkung) nahezu konstant bleiben.
b. Großsignalbetrieb
Die Signalspannungen am Ein- oder Ausgang (meistens am Ausgang) sind etwa so groß wie dieSignalspannungen. Dann sind lineare Näherungen meistens nicht mehr gültig, d. h. man muss die inAbhängigkeit von Eingangsspannung bzw. Ausgangsspannung unterschiedlichen Parameter(Widerstand, Verstärkung etc.) berücksichtigen. Weiterhin wird unterschieden zwischen linearemund nicht-linearem Großsignalbetrieb.Lineare Großsignalverstärker kommen typisch in den Endstufen von Audio-Geräten vor. DieDigitaltechnik ist als nicht-linearer Großsignalbetrieb anzusehen.
Vorab sei hier schon bemerkt, dass man für die Berechnung von Schaltungen mit aktivenBauelementen, also Verstärkern und Oszillatoren, gültige Modelle der Schaltung braucht. Manunterscheidet auch dort z. B. für Transistoren Kleinsignal- von Großsignal-Modelle.
In der Praxis ist die Unterscheidung zwischen Gleichspannungs- und Wechselspannungsverstärkernvon großer Wichtigkeit.Verstärker für tonfrequente Signale wurden in der Regel so gebaut, dass die einzelnen Stufen durchKondensatoren getrennt waren.
Stufe 1 Stufe 2 Stufe 3
Eingang Ausgang
Stufe 1 Stufe 2 Stufe 3
Eingang Ausgang
Abb. 5.51: Gleichspannungs- und Wechselspannungsverstärker
Oft wird man in der Praxis die gewünschte Verstärkung oder die benötigte Höhe vonAusgangsspannung oder Ausgangsstrom nicht mit einer Stufe erreichen können.Verstärkerschaltungen bestehen deshalb oft aus mehreren kaskadierten Stufen, von denen jede ihreeigene Arbeitspunkt-Einstellung hat. Leider ändern sich diese Einstellungen z. B. durchTemperatureffekte während des Betriebes. Bei einem mehrstufigen Verstärker würden dann dieSchwankungen des Betriebspunktes, also der Werte der Ausgangsspannung ohne Nutzsignal, alsQuasi-Signal an die nächste Stufe weitergegeben werden müssen. Das führt bei mehrstufigenVerstärkern aber zu bösen Schwankungen der Ruhespannung am Ausgang (Drift-Effekte). Praktischhat man deshalb oft versucht, die einzelnen Stufen durch "schwebend" aufgehängte Kondensatorenzu trennen, wodurch die Übertragung von Gleichspannungseffekten zwischen den Stufen ausfällt.
Drift-Effekte sind dann auf die einzelnen Stufen beschränkt. Dann kann allerdings auch keineÜbertragung beliebig geringer Frequenzen und von Gleichspannungswerten erfolgen.
Leider ist eine solche Trennung bei integrierten analogen Bausteinen nicht möglich. Sie benötigendeshalb ganz spezielle Bauweisen, es ergibt sich eine Schaltungstechnik auf dem IC, die von der mit"diskreten" Bausteinen stark abweicht.
5.7.3 Grundschaltungen und Eigenschaften
Wir haben an anderer Stelle schon den Transistor in Emitter-Schaltung als Kleinsignal-Verstärkerbehandelt.
Ug
Ub
UeUa
Cm
Ug
Ub
UeUa
Cm*(1 + |A|)
äquivalent:
A = Spannungsverstärkung in Emitter-Schaltung
Abb. 5.52: Miller-Effekt beim Transistor in Emitter-Schaltung
Ein Blick in das Giacoletto-Ersatzschaltbild zeigt meistens direkt, dass schon der Transistor selbsteine nicht unerhebliche Rückkopplungs-Kapazität zwischen Kollektor und Basis enthält. Der Einflussdieser Kapazität ist durch den Miller-Effekt gekennzeichnet: Sie wirkt sich aus, wie eine um denWert (1 +|A|) erhöhte Kapazität zwischen Basis und Emitter, wenn A die Spannungsverstärkung derStufe ist.Gleichzeitig gibt es meistens nicht nur einen Vorwiderstand im Eingangskreis, sondern auch nocheinen nicht unerheblichen Basis-Bahnwiderstand. Diese bilden zusammen mit der Miller-Kapazitäteinen R-C-Tiefpass, der typischerweise für das Verhalten des Transistorverstärkers imFrequenzbereich bestimmend ist. Die Frequenz, bei der die Verstärkung um 3 dB abfällt, isttypischerweise gegeben durch die Grenzfrequenz dieses R C-Tiefpasses.Bei MOS-Transistoren ist dieser Effekt weit weniger ausgeprägt, weil deren interne Rück-kopplungskapazität z. B. zwischen Drain und Gate kleiner ist.
Bei bipolaren Transistoren kann man statt der Emitter-Schaltung die Basis-Schaltung verwenden, dieeine höhere Grenzfrequenz aufweist, allerdings leider auch einen sehr geringen Eingangswiderstandund eine geringere Leistungsverstärkung. Abhilfe schafft eher die sogenannte Kaskode-Schaltung.
Abb. 5.53: Kaskode-Schaltung mit npn-Transistoren und mit n-Kanal MOSFETs
Der Transistor T1 arbeitet zwar in Emitter-Schaltung (und deshalb mit recht hohem Eingangs-widerstand und Stromverstärkung), „sieht“ aber am Ausgang den Transistor T2 in Basis-Schaltung.Dessen Eingangswiderstand ist so gering, dass T1 mit einer Spannungsverstärkung von nur etwa 1arbeitet. Die Spannungsverstärkung übernimmt T2 mit seiner Basis-Schaltung. Damit wird am erstenTransistor der Miller-Effekt weitgehend vermieden. Die Kaskode-Schaltung erreicht im Vergleichzur einfachen Emitter-Schaltung eine wesentlich höhere Bandbreite. In integrierter Technik ist esnotwendig, die Widerstände durch Stromquellen oder durch Stromspiegel-Schaltungen zu ersetzen.
T1
T2
U CE1
U O
Ue
Ua
Vcc
I0
T3
I0
U O
Ue
T1
T2
Vdd
Ua
I0
T3
I0
Abb. 5.54: Transistorverstärker in Kaskode-Schaltung mit Stromspiegel
Auch die Spannungsquelle wird man durch eine geeignete Schaltung mit Dioden oder Transistorenersetzen müssen.5.7.4 Operationsverstärker
Die eigentlichen aktiven Bauelemente sind heute in erster Linie Transistoren.In der analogen (und auch in der digitalen) Schaltungstechnik begegnen sie uns aber meistens inversteckter Form, d. h. als Bestandteile größerer mittelhoch bis hoch integrierter Bausteine.
Der typische aktive Baustein der Analogtechnik ist der Operationsverstärker.
-
+
+ VDD
- VSS
Abb. 5.55: Operationsverstärker
Betrachten wir zunächst den Operationsverstärker in idealisierter Form:
Der OP hat einen invertierenden und einen nicht-invertierenden Eingang. Darüber hinaus existierenmeistens Anschlüsse sowohl für eine positive als auch eine negative Betriebsspannung. Der OP istintern ein mehrstufiger, gleichspannungsgekoppelter Verstärker. Für den idealen OP wirdangenommen:
- er habe eine unendlich hohe Verstärkung
- die Verstärkung geht bis zu beliebig hohen Frequenzen
- der OP erzeugt keine (nicht-invertierend) oder 180 Grad (invertierender Betrieb) Phasen-verschiebung zwischen Eingang und Ausgang
- die Verstärkung erfolgt leistungslos, es fließen also keine Ströme in die Eingänge des OP hinein.
Diese idealen Annahmen führen für die Schaltungstechnik des OPs zu bestimmten Konsequenzen:
- die Spannung zwischen den Eingängen ist stets null
- der OP wird stets in einer Schaltung so betrieben, dass eine Verbindung zwischen Ausgang undEingang zur Einstellung der Verstärkung (Gegenkopplung) besteht.
Die einfachsten Grundschaltungen mit einem OP zeigt Abb. 5.56.
-
+
R1 R2
Uin
Uout
Abb. 5.56: Invertierender Verstärker mit OperationsverstärkerWir nehmen an, dass der OP ideal ist. Dann liegen beide Eingänge auf Null-Potential.
Wenn über R1, getrieben durch Uin, ein Strom von Iin = Uin / R1 in die OP-Schaltung hineinfließt undder OP selbst einen unendlich hohen Eingangswiderstand hat, so fließt ein Strom gleicher Höhe auchzum Ausgang über R2.
Also: Iin = Uin / R1
I2 = Uout / R2
Virtuelle Masse: Iin + I2 = 0
Iin = - I2
Uin / R1 = - Uout / R2
Uout / Uin = Au = R2 / R1
Die Spannungsverstärkung wird also durch das Verhältnis der beiden Widerstände eingestellt. FürR2 = R1 wird die Spannungsverstärkung eins, man hat dann einen sogenannten Spannungsfolger.Die Ausgangsspannung folgt der Eingangsspannung mit umgekehrtem Vorzeichen nach.
Die Schaltung für einen nicht-invertierenden Verstärker sieht etwas komplizierter aus. Manbezeichnet sie auch als "Elektrometer-Verstärker".
-
+
R1
Ra1
Ra2
Uout
Uin
Abb. 5.57: Nicht-invertierende Verstärkerschaltung mit OP
In der obigen Schaltung wird die Verstärkung durch das Verhältnis der Widerstände Ra1 und Ra2eingestellt.
Natürlich ist es auch möglich, mit dem OP andere Schaltungen als einfache Verstärker zu bauen.
Betrachten wir die Schaltung in Abb. 5.58.
-
+
R1 R2
Uin
Uout
C2
Abb. 5.58: Aktiver RC-Tiefpass mit OperationsverstärkerNehmen wir vereinfachend an, dass zunächst R2 = unendlich gilt.
Bei Gleichspannung findet keine Gegenkopplung statt, im Idealfall wird die Verstärkung unendlichhoch. Bei realen Operationsverstärkern sind Spannungsverstärkungen von ca. 1000 bis 10 000möglich.
Für hohe Frequenzen wird dagegen die Ausgangsspannung voll auf den Eingang zurückgekoppelt,die Verstärkung wird auf Werte unter 1 reduziert.
Die Schalttung hat so aber noch eine andere Funktion: Der Kondensator wird über der Zeit den vomEingang her eingeflossenen Strom "aufintegrieren" müssen.Die Schaltung kann also dazu dienen, instabile Eingangsspannungen aufzuintegrieren. Sie ist damitz. B. verwendbar, um das in der Praxis häufig vorkommende "Prellen" von Schaltern zuunterdrücken.
Setzt man den zweiten Widerstand R2 ein, so kann man zunächst für f = 0 die gewünschteVerstärkung einstellen und durch das Verhältnis R2 zu ω C2 auch bestimmen, ab welcher Frequenzder Tiefpass wirksam werden soll.
Natürlich kann man an Stelle von R1 und R2 jeweils beliebig komplexe RC-Netzwerke einsetzen.Damit erhält man nun aber keine "passiven" Filter, bei denen die Ausgangsspannung immer kleinerals die Eingangsspannung ist, sondern man erhält Verstärker mit vorprogrammiertem Frequenzgang,oder, anders ausgedrückt, aktive Filter mit Verstärkungen im Durchlassbereich.
Eine weitere Anwendung solcher Schaltungen war die Analog-Rechentechnik.
-
+
R2 R
U2
Uout
R1
U1
Abb. 5.59: Analoger Addierer
Für die Ausgangsspannung bei dieser Schaltung gilt: Ua = - R (U1/R1 + U2/R2)
Entsprechend kann man weitere Eingangssignale anschließen.
Betreibt man den OP mit Anschluss von Signalen an beide Eingänge, so lässt sich einDifferenzverstärker realisieren, mit dem man natürlich auch analoge Spannungswerte voneinandersubtrahieren kann.
-
+
R1 R2
U1
UoutR3
R4U2
Abb. 5.60: DifferenzverstärkerFür die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers gilt: Uout = U2 R4 / R3 - U1 R2 / R1
Damit hat man für eine analoge Rechentechnik auch einen Subtrahierer verfügbar.
-
+
R1
Uin
Uout
-
+
R2
Uin
Uout
Abb. 5.61: Logarithmierer (oben) und Exponentialverstärker (unten)
Abschließend sei noch gezeigt, dass man mit analoger Rechentechnik einige Funktionen, derenBerechnung auf dem Digitalrechner sehr aufwendig sind, direkt implementieren kann.
In der oberen Schaltung berechnet sich die Ausgangsspannung zu:
Uout = - UT ln Uin /R1 Is
Dabei sind UT und Is Parameter der exponentiellen Dioden-Kennlinie.Entsprechend gilt für den Exponentialverstärker:
Uout = - R2 Is exp (Uin / UT)
Beim Analogrechner sind die Widerstandswerte und die Spannungen einstellbar.Damit kann man hier sehr schnell sehr komplexe Rechenoperationen durchführen. Das Problem istdie sehr beschränkte Genauigkeit:
In der Analogtechnik ist die Höhe einer Spannung gleichzeitig die Information, und deshalb wirktsich jede Störung analoger Signale direkt verfälschend auf die Information aus. Genau das hat manmit der Digitaltechnik weitgehend ausschalten können.
5.7.5 Interner Aufbau von Operationsverstärkern
Für die meisten Anwendungen wird man Operationsverstärker benötigen, die einen hochohmigenEingang und einen niederohmigen Ausgang aufweisen. Dem kommt im einfachsten fall eineSchaltung nahe, die aus folgenden Komponenten aufgebaut ist.
- einem Differenzverstärker als Eingangsstufe für die Spannungsverstärkung- einer Leistungsverstärker-Stufe am Ausgang für die Stromverstärkung
Dazwischen wird meistens noch eine Stufe für die Pegel-Verschiebung benötigt.
Die erste Stufe liefert zunächst die notwendige Verstärkung der Eingangsspannung. Bis zu etwa1000-fache Verstärkungen kleiner Signale sind möglich. Von dieser Stufe bestimmt ist außerdem dieEmpfindlichkeit des Verstärkers: Wenn die Transistoren am Eingang selbst ein relativ großesStörsignal (Rauschen) erzeugen, so wird dies in folgenden Stufen weiter mitverstärkt und wirkt sichviel stärker aus als etwa das Rauschen einer Endstufe. Es gibt tatsächlich Operationsverstärker, diespeziell auf eine rauscharme Vorstufe optimiert sind. Weiterhin muss die Eingangsstufe optimiertsein auf:
- eine hohe Gleichtakt-Unterdrückung- eine möglichst große Bandbreite
Letztere beeinflusst die maximale Betriebsfrequenz des Operationsverstärkers.
Bei einer Eingangsspannung von z. B. 0V Differenz (UP - UN) ist die Ausgangsspannung der erstenStufe z. B. bei 2 V. Entweder muss nun die Ausgangsstufe des Operationsverstärkers so aufgebautwerden, dass sie diesen Pegel auf 0 V verschiebt, oder es wird zwischen Vorverstärker undAusgangsverstärker eine Pegelshift-Stufe eingeführt.
Eine solche Pegelshift-Stufe kann man entweder mit Dioden oder mit Z-Dioden aufbauen.Da sich Dioden-Spannungen (und Spannungen im Transistor) mit der Temperatur ändern, muss diePegelshift-Stufe auch den Temperatur-Drift mit ausgleichen.
In der obigen Beispielschaltung wird der Pegelshift erst mittel einer Z-Diode am Ausgang derLeistungsstufe vorgenommen. Dies ist typisch für einfache Operationsverstärker mit relativ„schwachen“ Ausgangsstufen, also einem relativ hohem Innenwiderstand der Endstufe. BeiLeistungs-Operationsverstärkern ist die Pegelshift-Stufe „in der Mitte“ üblich.
Abb. 5.63: Pegelshift-Stufe mit Dioden in Flussrichtung
Vorverstärkerin 1
in 2
VDD
GND
Endverstärkerout
Abb. 5.64: Pegelshift-Stufe mit Z-Diode im Durchbruch
Reale Operartionsverstärker werden als ICs in großer Arten-Vielfalt angeboten.Die wichtigsten Eigenschaften sind:
- die Bandbreite (in MHz)- der Eingangswiderstand- die Rauscheigenschaften (Rauschzahl)- der maximale Ausgangsstrom- Ausgangsspannung, Ausgangsleistung- Versorgungsspannungen (z. B. + / - 15 V)- die Spannungs-Anstiegsgeschwindigkeit (slew rate).
Letztere ist wichtig für den Einsatz in Großsignal-Schaltungen und für den Betrieb als Schalter.
OPs sind natürlich auch als vorentworfene Bausteine für die Verwendung beim Entwurf komplexerdigital-analoger ICs verfügbar.
5.7.6 Eigenschaften realer Operationsverstärker
Der ideale OP ist ein ziemlich grobes Modell, dem reale OPs nur unvollkommen entsprechen.Insbesondere weisen sie eine Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang auf.
Für den OP kann man stets eine Spannungsverstärkung:
Au = Uout / Uin angeben.
Im Idealfall ist diese nur durch den Rückkopplungs-Widerstand, der eine Gegenkopplung bewirkt,und einen Vorwiderstand bestimmt.Der reale OP verhält sich leider etwas anders:Au ist, wenn die Schaltung neben Widerständen wenigstens auch Kapazitäten enthält, eine Funktionder Frequenz und im allgemeinen eine komplexe Funktion. Und leider enthalten nun reale OPs stetsdiverse Kapazitäten. Man kann die Übertragungsfunktion mit dem Bode-Diagramm getrennt nachBetrag und Phasengang darstellen, wobei der Amplitudengang typischerweise im doppeltlogarithmischen Maßstab dargestellt wird.
Abb. 5.65: Frequenz- und Phasengang eines realen Operationsverstärkers im doppeltlogarithmischen Maßstab (Bode-Diagramm).
Wir betrachten zunächst einen OP, der nicht rückgekoppelt ist. Dann spricht man von einer „openloop“-Verstärkung. Bei niedrigen Frequenzen hat der OP eine (meistens) sehr hohe Verstärkung.Ein Abfall tritt aber meistens schon bei einigen MHz auf, bedingt durch einen in der Schaltung„verborgenen“ RC-Tiefpass. Dessen Grenzfrequenz wird als fp1 bezeichnet. In derÜbertragungsfunktion tritt an dieser Stelle ein sogenannter „Pol“ auf. An der Polstelle ist der Betragder Verstärkung um 3 dB gegenüber dem Leerlaufwert abgesunken, gleichzeitig hat sich aber auchdie Phase um 90 Grad gedreht. Man nimmt näherungsweise an:
- dass die Verstärkungskurve (Betrag) ab der Polstelle mit –10db/ Dekade abfällt- dass die Kurve für den Phasengang bei einem Zehntel der Pol-Frequenz beginnt, die Phase mit
-45 Grad / Dekade zu drehen,- dass die durch einen Pol insgesamt bewirkte Phasendrehung –90 Grad beträgt und beim
Zehnfachen der Pol-Frequenz mit –90 Grad erreicht ist.
Tatsächlich gibt es in der Schaltung nicht nur einen RC-Tiefpass, sondern immer mehrere. Derzweite Tiefpass wird die Phase wiederum um 90 Grad drehen.
Und dann ist der kritische Punkt erreicht: Hat die Schaltung jetzt noch eine Verstärkung, die demBetrag nach größer als 1 ist, und baut man nun einen Widerstand zur Gegenkopplung ein, so wirddie Ausgangsspannung phasengleich auf die Eingangsspannung zurückgekoppelt.
Und dies erfüllt möglicherweise die sogenannte „Schwingbedingung“, die einen Verstärker zu einerselbstschwingenden Schaltung, einem sogenannten Oszillator macht:
-
+
R1
R2
Verstärker RK-Glied
Au Ark
Schleifenverstärkung: As = Au * Ark
Abb. 5.66: Verstärker mit Rückkopplungsnetzwerk
- Schleifenverstärkung größer als 1 ist- die Phasendrehung zwischen Eingang und Ausgang 0 Grad oder ein Vielfaches von 360 Grad
beträgt.
Operationsverstärker können also bei „passender“ Rückkopplung, die eigentlich zur Gegenkopplungvorgesehen war, durchaus durch parasitäre Effekte zum Oszillator werden.
Dagegen gibt es zwei Mittel:
Sogenannte „nicht kompensierte“ OPs besitzen einen internen Anschluß zwischen der Vorstufe undder Endstufe. Wird dieser extern mit einer Kapazität beschaltet, so ergibt sich damit ein neuer„dominierender“ Pol, der verhindert, dass bei einer Phasendrehung um insgesamt 0 oder 360 Graddie Schleifenverstärkung noch größer als 1 ist.
Bei sogenannten „kompensierten OPs“ ist genau diese Maßnahme schon fest in den OP eingebaut.Man hat weniger Aufwand, aber für die praktische Nutzung sind Verstärkung und Bandbreiteentsprechend geringer.
5.8 Praktischer Einsatz
Operationsverstärker kommen heute fast überall dort in analogen Schaltungen zum Einsatz, wo manfrüher Einzeltransistoren verwendet hat. Eine Ausnahme bietet der Bereich hoher bis sehr hoherFrequenzen über ca. 100 MHz. OPs sind kaum teurer als Einzeltransistoren, aber wesentlicheinfacher zu berechnen und zu beschalten. Sie gehören deshalb zu den am weitesten verbreitetenStandaed-Bauelementen der analogen Schaltungstechnik. Man baut nicht nur Verstärker damit auf,sondern z. B. auch aktive Filterschaltungen, Spannungs- und Stromquellen, Abtast- und Halteglieder,Phasen-Regelkreise, und digital-analoge Wandler.
