ANHANG A: EINIGE FEEDBACK BEISPIELE FÜR M-SEQUENZEN.............................................18 ANHANG B: GPS BEISPIEL................................................................................................19 ANHANG C: THE BLUETOOTH SYSTEM .................................................................................20
Die Spread Spectrum Technik (Bandspreiztechnik, SST) wurde ursprünglich aus militärischen Motiven erforscht und entwickelt. Es teilt sich in 2 Hauptklassen: Direct Sequence (DS) und Frequency Hopping (FH) Das Motto lautet:
„Bandbreite statt Signalstärke“
In all den bisherigen Betrachtungen über Modulation waren wir stets bemüht die Bandbreite gering zu halten. Dies wollen wir jetzt bewusst ins Gegenteil drehen. Die Idee hierbei ist, ein Nachrichtensignal mittels einer vorgegebenen Bitfolge spektral zu spreizen. Diese Bitfolge wird auch Spreizcode (englisch: Spreading Code) oder Chip-Sequenz genannt. Bei DSSS wird die Symbolenergie kontinuierlich über eine große Bandbreite verteilt. Dazu wird der Nutzdatenstrom, dessen Datenrate viel höher ist, mit dem Spreizcode Modulo-2 addiert. Die Codeabfolge setzt sich aus Chips zusammen, die einen pseudostatistischen Code bilden (PN-Code). Die codierten Bits werden als dann BPSK moduliert. Durch die Spreizung ist eine größere Bandbreite zur Übertragung notwendig. Gleichzeitig reduziert sich die Energiedichte im Spektrum, so dass andere Signale weniger gestört werden. Der Nutzdatenstrom kann beim Empfänger nur durch Verwendung der richtigen Chip-Sequenz wieder rekonstruiert werden. Verwendet wird DSSS bei GPS, WLAN, UMTS, UWB, ZigBee, WirelessUSB und in Fernsteuerungsanlagen im 2,4-GHz-Band. Bei FHSS wird zwischen Fast- und Slow Hopping unterteilt. Generell wechselt die Trägerfrequenz regelmässig schnell zwischen diskreten Werten. Das Signal bleibt aber schmalbandig. Die Sequenz der Frequenzwechsel wird durch die Pseudozufallssequenz bestimmt. Die Nutzdaten werden erst schmalbandig moduliert, meist eine FSK Modulation, und dann in einem zweiten Modulator durch einen Frequenz-Synthesizer gespreizt. Auf der Gegenseite wird an den ersten Empfangsmodulator wieder ein Synthesizer angeschlossen, der die Spreizung rückgängig macht und danach konventionell demoduliert. Diese Technik wird beispielsweise bei Bluetooth verwendet. Oft wird auch die bereits im letzten Kapitel behandelt Modulation OFDM auch bei den Breitbandmodulationen eingereiht.
Fig. 9.1: Spread Spectrum Erfinderin Hedy Lamarr (Schauspielerin) mit Patent
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-3
Selbst in einer Vorlesung sollte man die nette Geschichte erwähnen, wie es zu dieser Technik kam, auch wenn sich einiges vielleicht nicht ganz so zugetragen hat. Hedy Lamarr, die sich als Gegnerin des Nationalsozialismus im Zweiten Weltkrieg auf die Seite der Alliierten stellte, entwickelte eine 1942 patentierte Funkfernsteuerung für Torpedos. Diese war durch sich selbsttätig wechselnde Frequenzen störungssicher. Zu der Erfindung war es gekommen, als sie und der Komponist George Antheil eines seiner Werke für 16 mechanische Klaviere (Pianolas) synchronisieren wollten. Das Problem lösten sie mittels identischer Lochkarten in Sender und Empfänger. Dadurch waren die gleichzeitigen Frequenzwechsel möglich. Die wichtigsten Entwicklungsschübe für zivile Applikationen der Spread Spectrum Technik wurden weltweit in den Jahren 1988 bis 1998 geleistet, als die IC- Technologie insbesondere mit FPGA und DSP dazu verfügbar wurde.
9.2 Pseudo Noise Random Sequences
Um die Spreizung des Bandes zu bewerkstelligen werden Pseudo Random Noise Sequenzen benutzt. Diese binären Sequenzen müssen folgende Eigenschaften besitzen:
• Repetitiv mit definierter Länge m (Anzahl Bit pro Periode) • DC-frei und keine langen „0“ bzw. „1“ Folgen • Möglichst ideal AKF • Für Codefamilien möglichst ideale KKF untereinander • Einfach und eindeutig erzeugbar auch bei sehr hoher Taktrate
Solche Sequenzen sind aus der Mathematik mit binären Zahlen bekannt als Maximal-Längen Sequenzen, kurz m-Sequenzen und mittlerweile davon abgeleitet eine grosse Mengen anderer Sequenzen benannt nach ihren Erfindern: Gold-Sequenzen, Kasami-Sequenzen…. m-Sequenzen haben die besten Eigenschaften bei sehr kleinem Aufwand zur Erzeugung. Es gibt aber nur endlich viele davon. Man kann diese Codes einerseits mathematisch finden oder durch schlichtes Ausprobieren mit Computer. Als Implementationsform bietet sich eine Schieberegister-Kette der Länge n mit Rückkopplungen an. Geeignete Ausgänge werden über eine Modulo-2 Addition (EXOR Verknüpfungen) zusammengefasst und auf den Eingang des ersten Registers rückgekoppelt. Man nennt diese Ketten auch LFSR für Linear Feedback Shift Register. Bei einer m-Sequenz erzeugen diese n Schieberegister eine Folge von m = 2n - 1 Bits pro Periode. Um diese Bits nicht mit den Datenbits zu verwechseln nennt man sie Chips. Der Takt des Registers ist der Chiptakt und viel höher als der Datentakt.
In Fig. 9.2 ist ein überschaubar kleines Beispiel mit n = 3 dargestellt, welches eine m = 7 Sequenz erzeugt. Die benutzten Rückkopplungsstellen gibt man als Vektor an, hier [3,2]. Das letzte Register wird immer benutzt (siehe auch Anhang A). Interessant sind die AKF Eigenschaften von m-Sequenzen. Es ergeben sich bei Deckungsgleichheit der Sequenz mit sich selber logischerweise +m Trefferpunkte. Bei allen Verschiebungen um mehr als ein Chip beträgt die Trefferzahl -1. Innerhalb ± 1 Chip steigt die AKF linear an. Für das vorherige Beispiel ist in Fig. 9.3 die AKF R(τ) dargestellt mit τ der Verschiebungszeit und TC als Chipdauer.
Fig. 9.3 Normierte Autokorrelationsfunktion der m-Sequenz mit m=7
Die gute Eigenschaft der AKF ermöglicht es, Mehrwegsignale durch Korrelation in einzelne Signale aufzulösen, wenn sie mehr als 1 Chip zueinander verzögert beim Empfänger eintreffen (siehe Abschnitt RAKE Receiver). Findet man m-Sequenzen, welche gute KKF untereinander haben, so ist es auch möglich mehrere Benutzer eines Frequenzkanals gleichzeitig übertragen zu lassen. Durch die fast orthogonalen Eigenschaften der auf KKF ausgesuchten Spreizcodes können die Benutzer in jedem Empfänger wieder voneinander getrennt werden (CDMA, Code Divison Multiplex, siehe NTM2)). Da es nur wenige solche m-Sequenzen gibt wurden eine Menge Kombinationen von m-Sequenzen untersucht. Die bekannteste Familie die daraus resultierten sind die Gold Codes (Dr. Robert Gold), welche aus der Modulo-2 Addition zweier m-Sequenzen mit definierter Verschiebung gegeneinander hervorgehen (Fig. 9.4, Anhang B GPS)). Die Gold Codes weisen etwas schlechtere AKF/KKF Werte auf, aber es gibt dafür sehr viel Möglichkeiten, aus denen sich dann diejenigen mit guten KKF Eigenschaften auslesen lassen.
Fig. 9.4a: Gold Code Generator: Addition zweier gegeneinander um k Chips verschobenen m-Sequenzen
m = 7
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-5
Fig. 9.4b: Beispiel Gold Code Familie für n=5 mit Feedback [5,2] und [5,4,3,2] Damit besitzen wir nun geeignete, pseudozufällige Spreizsequenzen um die beiden Methoden Direct Sequence und Frequency Hopping umsetzen zu können.
9.3 Direct Sequence
9.3.1 Sender-/ Empfängerarchitektur Die Bandspreizung für das Direct Sequence Verfahren ist ganz einfach und beruht auf dem Spektrum eines Rechteckimpulses. Dieses ist bekanntlich von der Form sin x/x mit Null-zu-Null Bandbreite von 2/T, wobei T die Pulsdauer ist. Zerhackt man also geeignet die Datenbits mit einer viel schneller Chipsequenz, so wird das Spektrum um das Taktverhältnis gespreizt. Die Art der Zerhackung ist ebenfalls einfach, es ist eine Modulo-2 Addition von Chipsequenz und Datenstrom. In den meisten Fällen wird die PN-Sequenz genau einmal pro Datenbit abgespielt, was die Demodulation vereinfacht. Dies muss aber nicht so sein. Praktischer ausgedrückt wird die PN-Sequenz bei einer „0“ im Datenstrom direkt übertragen, bei einer „1“ invertiert (negierte Definition auch möglich). Fig. 9.5 zeigt eine schematische Senderstruktur. Fig. 9.6 die Signale im Zeitbereich.
Fig. 9.5: Direct Sequence Senderarchitektur
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-6
Die Modulation ist BPSK oder DPSK, welche ja sehr effizient bezüglich Eb/N0 ist und mit einfachen Balanced Mischern als Multiplizierer realisierbar ist.
Fig. 9.6: Zeitsignale im Sender beim Spreizvorgang Was dabei mit dem Spektrum passiert zeigt Fig. 9.7. Nach der Spreizung mit m = 127 weist die Umhüllende die erwähnte sin x/x Form auf. Die Bandbreitenangabe für das 13 kBps Datensignal ist die Null-zu-Null RF Bandbreite 2/TB, diejenige des gespreizten Signals ist die Null-zu-Null Bandbreite 2/TC. Das Verhältnis der beiden Datenraten ist eine wichtige Kenngrösse, Spreading Factor oder Process Gain GP genannt. Er entspricht dem Verhältnis der Null-zu-Null Bandbreiten von PN-Sequenz und Daten. Bei einmaliger ganzer Verwendung der PN-Sequenz pro Datenbit nimmt GP genau den Wert der Codelänge m an. Da die Leistung des Signals beim Spreading nicht ändert, muss das Dichtespektrum um den Spreading Factor abnehmen. Das Signal versinkt in Richtung des Rauschpegels auf dem Kanal um GP:
)mlog(10R
Rlog10G
DATA
CHIPP ⋅=⋅= [dB]
Wird nur die PN-Sequenz gesendet (Daten = konstant 0 oder 1) so wird das Spektrum zu einem Linienspektrum, wobei der Linienanstand der Wiederholfrequenz der PN-Sequenz entspricht.
Fig. 9.7: DS Spread Spectrum im Frequenzbereich: 13 kBit/s Signal wird mit 1.65 Mchip/s PN-Sequenz der Länge 127 gespreizt.
BW =26 kHz
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-7
Dieses Abtauchen, sogar unter den Rauschpegel am Empfängereingang ist militärisch interessant. Auch das GPS Signal (Anhang B) für den zivilen Code mit 1023 Chip langen Gold Codes bei einer Chiprate von 1.023 MHz, also mit einem Processing Gain von 10 log (1023) = 30 dB, ist deshalb mit einem Spektrumanalyzer nicht aufzuspüren. Bei GPS war einerseits die Detektion des Signals unerwünscht und andrerseits sollte der Satellit nur soviel Leistung wie nötig abstrahlen müssen. Kurzer Exkurs zur Begründung: Die Empfangsleistung auf der Erde ist mit typisch -130 dBm spezifiziert, die Bandbreite ist grob 1 MHz, so dass allein das thermische Grundrauschen am Empfängereingang -174 dBm/Hz + 10 log (1 MHz) = -114 dBm beträgt. Bei einer Rauschzahl von 4 dB gar -110 dBm. Das S/N ist also in Unkenntnis des Spreizcodes -20 dB. Mit dem Processing Gain von 30 dB ist dann aber ein S/N von +10 dB erzielbar, was zur Detektion gut ausreicht. Diese knappe Bilanz erklärt übrigens auch warum GPS in Gebäuden schlecht funktioniert. Beim Despreading im Empfänger (Korrelation mit der PN-Sequenz, bzw. Matched Filtering) wird der Processing Gain in Signal/Geräuschverhältnis zurück gewandelt. Das Signal, danach wieder schmalbandig, steigt wundersam aus dem Rauschen auf. Das Despreading ist simpel, es wird einfach das Signal wieder mit der gleichen PN-Sequenz multipliziert (binär digital entspräche dies einer Modulo-2 Addition). Da das Signal im Empfänger analog ist und auf einem Träger aufmoduliert, wird die Realisation mit einem Mischer mit der bipolaren PN-Codesequenz als Lokaloszillator gewählt (vgl. Fig. 9.8). Es spielt theoretisch keine Rolle ob man zuerst den Träger oder die PN-Sequenz demoduliert. Für die Praxis ist aber meist das Heruntermischen auf Zero IF vorteilhaft, wenn die Korrelation in einem FPGA oder DSP ausgeführt werden soll. Da das gespreizte Signal ziemlich hoch abgetastet werden muss, wird es aber oft vor einer Digitalisierung und weiteren DSP Verarbeitung bereits rückgespreizt.
Fig. 9.8: Empfänger Prozessfunktionen unten Korrelator mit serieller Suche Aufwändig ist jedoch die Synchronisation der Empfänger PN-Sequenz auf den Sender, welche aber grundsätzlich wie bei jedem Matched Filter oder Korrelator ausgeführt werden muss. Nur ist das Symbol jetzt sehr kompliziert, schnell im Takt und doch zeitlich lang. Bei den Matched Filtern auf RF-Stufe ist einzig die Form mit SAW-Filtern auf ZF-Ebene realisierbar. Im Basisband ist aber das Matched Filter digital gut umsetzbar (Fig. 9.11). Der Korrelator hat bei diesen langen Sequenzen eindeutig Vorteile, da sie sich Chip für Chip mit laufender Integration durchführen lässt.
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-8
Es gibt mehrere Variationen wie die Brute Force Parallel Korrelation des Eingangssignal über die ganze Sequenzdauer m·TC mit allen möglich um ½ Chipdauer TC verschobenen Sequenzen als Referenz (Fig. 9.9).
Fig. 9.9 Bank mit 2 m parallele Korrelatoren liefern direkt die AKF (KKF) Weniger aufwändig ist die so genannte serielle Korrelation wie in Bild 9.8 unten abgebildet. Pro volle Codelänge wird der PN-Code jeweils um ½ TC weiter geschoben bis eine Mindestschwelle erreicht wird. Die Dauer der Synchronisation beträgt im schlimmsten Fall 2·m mal die Sequenzdauer, also Tacq = 2·m2
·TC. Diese Phase der Synchronisation nennt man Acquisition. Mit dem grösserem Hardware Aufwand für ein Matched Filter wird die Acquisition dafür schneller. Die Filterkoeffizienten sind glücklicherweise nur +1 oder -1, so dass die Vollmultiplikationen entfallen. Das Matched Filter liefert bereits nach einer Sequenzlänge, also der Dauer Tacq = m·TC ein Resultat. Damit bei einmal ursprünglich erreichter Synchronisation diese nicht mehr verloren geht (Taktdrift und Multipath Delay Variation) wird der serielle Korrelator mit zusätzlichen Early – Late- Korrelatoren wie in Fig. 9.10 .ergänzt. Man nennt diesen bekannten Regelkreis der Nachrichtentechnik auch Delay Locked Loop (DLL). Early -und Late- Zweige benutzen eine je um ½ Chip verschobene Kopie der PN- Sequenz. Die AKF der PN-Sequenzen mit ihrem Abfall vom Maximum auf den Wert -1/m (vgl. Fig. 9.3) ist nun sehr von Nutzen. Die Regelung funktioniert wie folgt: Early- und Late- Zweige müssen weniger Signalpegel aufweisen als der mittlere Abgriff g(t+τ), welcher zur Demodulation genutzt wird. Mit diesem Kriterium kann der Chiptakt Oszillator (VCO) geregelt werden. Die Differenz des Early- und des Late- Zweiges muss auf Null ausgeregelt werden. Bedingung ist aber, das vorher die Acquisition erfolgreich war, weil sonst der Loop wegen dem AKF Verlauf nicht locken kann. Man nennt diesen Regelkreis Tracking Loop.
g(t-(2m-1)Tc/2)
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-9
Fig. 9.10 : Variante mit Despreading auf RF-Stufe und Tracking Loop Matched Filter oder digitale Korrelatoren mit mehreren parallelen Armen (Fig. 9.11) sind heute als VLSI Chips bis 100 Mchip/s herstellbar oder auf FPGA realisierbar. Ein Beispiel eines Matched Filter auf den PN- Code ist in Fig. 9.11 oben gezeigt. Die Samples sind digitalisierte Analogwerte vom Empfangspfad, die Code Hi sind die bipolaren Chipwerte.
Fig. 9.11: Digitales Matched Filter und 6-armiger Korrelator [6]
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-10
9.3.2 Der ideale Mehrweg-Empfänger Im Kapitel Funkausbreitung wurde die Mehrwegausbreitung behandelt und gezeigt, dass beim Empfänger mehrere verzögerte Echos eintreffen können, die dann zu Verzerrungen oder Signalauslöschung führen können. Dank der AKF der PN- Sequenz welche beinahe einem Dirac-Stoss entspricht, lässt sich mit der DSSS- Technik dieses Problem elegant aus dem Weg räumen. Bei der Korrelation im Empfänger erhält man nämlich nun für jede verzögerte Signalkomponente eine separate Korrelationsspitze, sofern die Laufzeitunterschiede grösser sind als die Chipdauer. Man erkennt sozusagen die Stossantwort des Kanals in der AKF wieder. Oder umgekehrt formuliert, man muss bloss die Chipdauer genügend klein wählen um die Mehrwegsignale via AKF auflösen zu können. Für einen RMS Delay Spread von beispielsweise 100 ns wäre eine Chiprate unter 100 MHz hilfreich um einige Pfade aufzulösen.
Fig. 9.12: RAKE Empfänger Prinzip Es lassen sich nun Empfänger bauen, welche wie in Fig. 9.11 unten mit einigen Korrelatoren ausgerüstet sind. Diese werden nach erfolgreicher teil-parallelen Acquisition dynamisch auf die momentanen Verzögerungen im Mehrwegprofil gesetzt und die Ausgänge mehreren parallelen Demodulatoren für die Datenrückgewinnung zugeführt. So finden sich immer auf mindestens einem Ausgang gute Daten. Man nennt diese Empfängerart RAKE-Empfänger, da sie gewissermassen die durch Mehrweg und die Spreizung verteilte Energie zusammen rechen Die einzelnen Korrelatoren im Blockdiagramm Fig. 9.12 mit den für den jeweiligen Pfad richtigen Verzögerungen nennt man RAKE-Finger. Ein weiterer Korrelator oder ein Matched Filter scannt laufend das Mehrweg Profil ab, indem er die AKF (genauer KKF) zumindest im interessanten Bereich ermittelt. Er dirigiert die richtigen Delay- Einstellungen an die lokalen PN- Codegeneratoren in den Fingern. Literatur [7]. Jeder Korrelator kümmert sich also um einen Ausbreitungspfad und addiert chipweise die Signalanteile über die ganze PN-Sequenzdauer zusammen (Fig. 9.13)
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-11
Fig. 9.13: Mehrwegausbreitung und Verarbeitung in Fingern eines RAKE Receivers In einer neueren Form wird derzeit sogar versucht die Datenrate zu erhöhen, indem verschieden Datenströme mit demselben Spreizcode versehen aber über mehrere, örtlich leicht verschobene Antennen ausgesendet werden. Im Empfänger lassen sich die Ströme durch die Mehrwegsituation wieder unterscheiden und decodieren (Schlagwort MIMO, Multiple Input-Multiple Output)
9.3.3 Störfestigkeit von DSSS Ein weiterer Vorteil der Spread Spectrum Technik ist die Störfestigkeit gegen schmalbandige Störer (gewollte oder ungewollte) und die geringe Störwirkung auf andere Schmalbanddienste.
Fig. 9.14: DSSS und die Interferenzfestigkeit So wie das Nutzdatensignal durch die PN-Sequenz im Spektrum gespreizt wurde, so ergeht es einem schmalbandigen Störer (englisch: Interferer) im Empfänger. Im Korrelator wird der Störer zerhackt und spektral gespreizt, währenddem das Nutzsignal wieder phasenrichtig eingesammelt wird (Fig. 9.14). Es ist derselbe Prozess, der im PN-Generator jedes Bit (DC-Wert) spreizt. Der Störer äussert sich letztlich als Rauschen. Es kann nur ein Störer toleriert werden, der im Pegel weniger stark ist als die Nutzsignalleistung plus das Processing Gain GP. Ein gewollter Störsender muss somit eine um Gp höhere Leistung aufwenden um gegen das DS System wirksam zu sein (Anhang D oben). Aus den gleichen Überlegungen leuchtet auch ein, dass ein Schmalbandsignal durch ein DS-Signals im selben Kanal um den Processing Gain GP weniger beeinträchtigt wird als wenn es ungespreizt gestört würde. Eine gewisse beschränkte Koexistenz von Schmalband und
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-12
DSSS ist somit im selben Band möglich und wird im 2.4 GHz ISM-Band von den Regulationsbehörden auch zugelassen. Wenig hilfreich ist dies jedoch bei einer Situation mit Near Far Effekt. Das heisst dann, wenn der fremde Störer nah beim eigenen Empfänger ist und der eigene Sender weit weg. Die Pegelunterschiede in Folge des Ausbreitungsweges sind dann zu gross, um durch den Processing Gain diskriminiert zu werden. Eine dritte ähnliche Eigenschaft ist, dass man um ein DSSS Signal mit unbekanntem Spreizcode zu stören einen Störsender mit um den Processing Gain höherer Leistung braucht, egal ob mit CW, Rauschen oder einer zufälligen PN-Sequenz gestört wird (Anhang D unten). Dies ist nicht nur militärisch relevant sondern auch zivil Grundlage des CDMA. Gegen weisses Rauschen auf dem Kanal bringt DS nichts, weil dieselbe Bitrate auch in einem um Gp schmaleren Band übertragen werden könnte (Anhang D Mitte). DS zwingt aber Störer ihre Leistung auf eine grössere Bandbreite zu verteilen und damit mehr Leistung aufzuwenden Es können auch orthogonale I- / und Q- Signale je mit einer Spreizsequenz gespreizt werden. Ein Beispiel dafür findet man im WLAN IEEE 802.11b und im GPS, wo der genaue Code und der zivile Code auf demselben Träger als I/- und Q-Komponente aufgebracht werden.
9.4 Frequency Hopping Die zweite Spread Spectrum Technik, das Frequency Hopping (FH), belässt das Nachrichtensignal in seiner Bandbreite und führt die Bandspreizung via den Synthesizer des Lokaloszillators (LO) durch. Mit der Direct Digital Synthese (DDS Technologie vgl. ASV, Kap. Synthesizer) ist das Frequenzwechseln über einen grossen Bereich seit etwa 10 Jahren zudem sehr schnell und einfach möglich. Synthesizer mit programmierbarem PLL brauchen etwas längere Einschwingzeiten um den Kanal zu wechseln. Das verfügbare Band wird in m Kanäle gleicher Bandbreite unterteilt. Entsprechend einer PN-Sequenz mit m Chips kann jeder der m Kanäle pro Sequenzlänge einmal in zufälliger Reihenfolge angesprungen werden. Dazu werden alle Ausgänge der Schieberegister als Steuerwort für den Synthesizer benutzt. Jede Bit-Kombination tritt bei m-Sequenzen genau einmal auf. Die Verweilzeit auf einer Frequenz heisst Dwell Time TD, sie ist unabhängig wählbar von der PN-Sequenz, entspricht aber der Inversen der Chiprate RC und der Hopping Rate RH. Die gesamte Bandbreite ist durch die Grösse BFH = m*B gegeben, wobei B der Bandbreite des Nachrichtensignals entspricht. Die Dwell Time kann mehrere Bitdauer umfassen oder genau 1 Bit lang sein oder auch kürzer (militärisch).
Fig. 9.15: Blockschema eines FH-Senders
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-13
Das Blockschema des FH-Senders nach Fig. 9.15 ist nicht viel komplexer ist als dasjenige eines schmalbandigen Systems. Einzig der schnelle Synthesizer und die breitbandige RF-Stufe sind technisch etwas aufwändiger. Als Modulation wird meist eine Form von FSK genutzt mit nicht-kohärenter Detektion im Empfänger.Der Processing Gain Gp wird als das Verhältnis BFH/B = m definiert. Ähnlich wie DS weist auch FH eine Robustheit gegen schmalbandige Störer und gegen Mehrwegprobleme auf. Nur wenn das hüpfende Signal genau auf den Störerkanal trifft, ist eine Übertragung potentiell während der Dwell Time gestört. Man kann also, wie in Fig. 9.16 dargestellt, durchaus auch mehrere FH-Signale gleichzeitig übertragen, wenn man dafür sorgt, dass die Sender synchron miteinander arbeiten und die ausgewählten Codes nie gleichzeitig denselben Kanal benutzen. Dazu braucht es aber einen Master im Netzwerk.
Fig. 9.16: Drei FH-Signale benutzen dasselbe Band ohne einander zu stören Von der Mehrwegbetrachtung wissen wir, dass eigentlich nur spektral begrenzt breite Einbrüche im Spektrum auftreten (Fig. 9.17), in denen jeweils eine schmalbandige Übertragung nicht mehr funktioniert. Durch das Hopping wird nun aber eine solche Frequenz bereits nach der Dwell Time wieder verlassen und es ist unwahrscheinlich, das man dann gerade wieder in ein solches Loch im Spektrum fällt. Durch geschickte Fehlerkorrektur mit Interleaving oder mit Paket Wiederholung kann man das verlorene Bitpaket wieder zurück gewinnen (� NTM2).
Fig. 9.17: Frequency Hopping im Mehrwegkanal Das Blockschaltbild des Empfängers (Fig. 9.18) sieht unspektakulär aus, eigentlich genauso wie ein Standard Empfänger mit einer IF Stufe, aber der Synthesizer ist auch hier im Frequency Hopping Mode zu betreiben. Genau wie schon bei DS ist die Synchronisation des Empfangssynthesizers auf den Sender die Hauptschwierigkeit.
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-14
Fig. 9.18: Empfänger Blockbild, nach dem Mischer sind die Blöcke schmalbandig realisierbar Am besten schreitet der Synthesizer im Empfänger, wie in Fig. 9.19 dargestellt, in linearer Abfolge durch die Kanäle. Er tut dies bevorzugt mit grösserer Geschwindigkeit als durch die Dwell Time gegeben ist. Dabei wird nur detektiert, ob man nach dem IF-Filter genügend Energie detektiert, so dass man davon ausgehen kann den momentanen vom Sender benutzten Kanal gefunden zu haben. Dann springt man sofort auf den nächsten Kanal entsprechend der Hopping Sequenz und wartet auf den Sender. Ist die Energie vom eigenen Signal gewesen, so ist ab jetzt der Empfänger synchron. Man kann also nach dem IF Filter das ursprünglich modulierte FSK-Signal empfangen und beispielsweise mittels Barker Präambel eine Bitsynchronisation hergestellt werden. Die Acquisitionszeit ist durch diese Suchmethode schneller als bei blossem Warten auf einer festen Frequenz, bis der Sender auf diesen Kanal springt. Ausgeklügelte zufällige Wartezeiten zwischen 2 Suchrampen verhindern Grenzzyklen. Mit etwas mehr Aufwand an Synthesizertechnik, z.B. mit DDS Technologie, kann auch parallel oder zumindest auf mehreren Kanälen gleichzeitig gesucht werden (vgl. Fig.9.20). Das Tracking wird entweder durch das Tracking des Bittaktes mitgeführt, falls der FH-Takt mit dem Bittakt fest verknüpft is. Oder es wird eine separate Regelung betrieben durch einen PLL der mit der Enveloppe des Signals nach dem Dehopping (RSSI Signal) und dem Takt für den PN- Generator als Eingangssignale. Teilweise wird auch in einem definierten schmalbandigen Aufrufkanal synchronisiert und dann die Hopping Sequenz gleichzeitig in Sender und Empfänger gestartet. Dies bedingt wiederum eine Master Station, welche den Synchronisationskanal zusätzlich aufrechterhält.
Fig. 9.19a: Serielle Methode für die Frequency Hopping Acquisition
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-15
Fig. 9.19b: Serial Search Synchronisation: Suchtakt ist schneller als die Dwell Time Im Unterschied zu DS ist der Near Far Effekt bei FH weniger relevant, da ein Zusammenstoss in einem Kanal meist generell verlorene Datenbits bedeutet. Mit Hilfe von RSSI Detektoren (Listen before Talk) versucht man deshalb vor dem Anspringen des nächsten zufälligen Kanals festzustellen, ob der Kanal bereits belegt ist. Ist dies der Fall wird für eine Dwell Time pausiert und dann der nächste Kanal angesprungen.
Fig. 9.20: Parallel Acquisition mit mehreren Synthesizern: Geschwindigkeit versus Kosten Bei den FH Systemen unterscheidet man zwischen Fast und Slow Frequency Hopping. Bei Fast Hopping (FFH) wird der Frequenzkanal mehrmals pro Bit bzw. Symbol gewechselt, bei Slow Hopping (SFH) werden mehrere Bits/ Symbole pro Frequenzverweildauer übertragen (Fig. 9.21).
– Slow FH: RH < 1/Ts – Fast FH: RH > 1/Ts
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-16
Der Übergang ist fliessend und führt auch zu adaptiven Verfahren, bei denen man solange wie möglich in einem guten Kanal bleibt und erst bei Verschlechterung auf einen nächsten Kanal springt. In einigen Literaturstellen wird Fast und Slow auch bezogen auf die Synthesizertechnik angewendet. Wenige hops/s können leicht mit einem PLL basierten Synthesizer erreicht werden, während für mehrere khops/s nur noch die DDS Technologie eine einfach Umsetzung möglich macht. Fast FH ist vor allem in militärischen Anwendungen oder bei sehr tiefen Datenraten wie im Kurzwellenfunk zu finden.
Fig. 9.21: Fast und Slow Frequency Hopping FH und m-ary FSK (MFSK) passen sehr gut zusammen, wie das Beispiel für 4-FSK und Fast Hopping mit 4 Kanälen in Fig. 9.22 zeigt. Hopping wie Modulation können allein durch den Synthesizer erzeugt werden. Für die Detektion bei SW Radios eignen sich auch digitale Algorithmen wie DFT oder FFT.
Fig. 9.22: FH System mit 4-FSK Modulation Das bekannteste Frequency Hopping System im Alltagsgebrauch ist Bluetooth (BT). Mit bis zu 1600 hops/s ist es für den Synthesizer recht schnell. Die Datenrate beträgt roh etwa 730 kbit/s. Es handelt sich als trotzdem um Slow FH. Die Modulation ist GFSK. BT hüpft durch 79 Kanäle mit 1 MHz Bandbreite im 2.4 GHz ISM Band. Das Frequency Hopping macht BT robust gegen Störer und erlaubt mehrere Benutzer gleichzeitig in diesem Band.
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-17
Auch GSM kann optional FH durchführen, wenn der Netzbetreiber dies will, mit 217 hops/s ist es ebenfalls ein Slow Hopper. Fast Frequency Hopper werden eingesetzt, wenn man schnelle Acquisitionszeiten und geringe Bitfehler bei Kollision wünscht, sowie tendenziell geringe Bitraten zu übertragen hat, zum Beispiel bei Sensordaten. FFH wird auch in der optischen Gigabit-Kommunikation angewendet. DS und FH können konzessionsfrei im 2.4 GHz ISM Band benutzt werden unter gewissen Randbedingungen die das ETSI, bzw. die amerikanische FCC vorschreibt. So beträgt beispielsweise die minimale Hop Rate 2.5 hops/s für FH und das minimal verlangte Gp liegt für DS bei 10 dB. Die Sendeleistung darf bis 100 mW betragen, währendem schmalbandige System nur 10 mW abstrahlen dürfen. Die Vorteile von FH gegenüber DS sind einerseits die etwas geringeren Kosten und die bessere Robustheit bei starken Schmalbandstörern. Einen ausführlichen Vergleich von DS und FH findet man in [9]. In wenigen Fällen, v.a. Militär werden FH und DS auch als Hybridsystem eingesetzt. Das DS-modulierte Signal wird zusätzlich FH unterworfen. Doch fehlt für solche Systeme zumeist die freie Bandbreite. DS/FH Hybrid-Systeme sind sehr schwer aufzuklären aber auch aufwändig zu realisieren.
M. Meyer, „Kommunikationstechnik“, ISBN-978-3-8348-0564-5,Vieweg+Teubner 2008. Introduction to Spread Spectrum Communications, Rodger Ziemer, Prentice Hall, ISBN-10: 0024316237, 1995 Performance evaluation of maximal-length, Gold and Kasami codes as spreading sequences in CDMA systems, Turkmani, A., 2nd International Conference on Universal Personal Communications, 1993. Time integrating correlator (TIC) for real-time processing of spread-spectrum signals", D. Beeler et.al., IEEE Custom Integrated Circuit Conference (CICC) 1990. Digital Spread Spectrum Receiver for Indoor Communication, R. Kung et. al, Vehicular Technology Conference, 1992, IEEE 42nd, 1992 vol.2, Page(s):1038 - 1041 Theory of Spread Spectrum Communications - Tutorial, Pickholz, Schilling, Milstein, IEEE Trans. on Communication, May1982
[9] [10] [11]
A Comparison of Frequency Hopping and Direct Sequence Spread Spectrum Modulation for IEEE 802.11 Applications at 2.4 GHz, Carl Andren, Harris Semiconductor, 1997, http://sss-mag.com/pdf/ds-v-fh.pdf http://www.colorado.edu/geography/gcraft/notes/gps/gps_f.html http://www.tech.plym.ac.uk/dcee/postgrad/reference/BlueTooth/bluetooth.html
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-18
Anhang A: Einige Feedback Beispiele für m-Sequenzen 3 stages, 2 taps: (1 set)
[3, 2]
4 stages, 2 taps: (1 set)
[4, 3]
5 stages, 2 taps: (1 set)
[5, 3]
5 stages, 4 taps: (2 sets)
[5, 4, 3, 2]
[5, 4, 3, 1]
6 stages, 2 taps: (1 set)
[6, 5]
6 stages, 4 taps: (2 sets)
[6, 5, 4, 1]
[6, 5, 3, 2]
7 stages, 2 taps: (2 sets)
[7, 6]
[7, 4]
7 stages, 4 taps: (5 sets)
[7, 6, 5, 4]
[7, 6, 5, 2]
[7, 6, 4, 2]
[7, 6, 4, 1]
[7, 5, 4, 3]
7 stages, 6 taps: (2 sets)
[7, 6, 5, 4, 3, 2]
[7, 6, 5, 4, 2, 1]
8 stages, 4 taps: (6 sets)
[8, 7, 6, 1]
[8, 7, 5, 3]
[8, 7, 3, 2]
[8, 6, 5, 4]
[8, 6, 5, 3]
[8, 6, 5, 2]
8 stages, 6 taps: (2 sets)
[8, 7, 6, 5, 4, 2]
[8, 7, 6, 5, 2, 1]
9 stages, 2 taps: (1 set)
[9, 5]
9 stages, 4 taps: (8 sets)
[9, 8, 7, 2]
[9, 8, 6, 5]
[9, 8, 5, 4]
[9, 8, 5, 1]
[9, 8, 4, 2]
[9, 7, 6, 4]
[9, 7, 5, 2]
[9, 6, 5, 3]
10 stages, 2 taps: (1 set)
[10, 7]
10 stages, 4 taps: (10 sets)
[10, 9, 8, 5]
[10, 9, 7, 6]
[10, 9, 7, 3]
[10, 9, 6, 1]
[10, 9, 5, 2]
[10, 9, 4, 2]
[10, 8, 7, 5]
[10, 8, 7, 2]
[10, 8, 5, 4]
[10, 8, 4, 3]
12 stages, 4 taps: (9 sets)
[12, 11, 10, 4]
[12, 11, 10, 2]
[12, 11, 8, 6]
[12, 11, 7, 4]
[12, 10, 9, 3]
[12, 10, 5, 4]
[12, 9, 8, 5]
[12, 9, 7, 6]
[12, 8, 6, 5]
15 stages, 2 taps: (3 sets)
[15, 14]
[15, 11]
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-19
[15, 8]
Anhang B: GPS Beispiel [10]
ZHAW, NTM1, HS2008, 9-20
Anhang C: The Bluetooth System
[11]
Operates in the 2.4 GHz ISM (Industrial Scientific Medicine) band
Has a range of 10 - 100m range (0 - 20dBm)
Uses a Frequency Hop (FM) spread spectrum, which divides the frequency band into a number of hop channels
During connection, radio transceivers hop from one channel to another (1600 hops/s)
Supports 8 devices in a Piconet
Has in built security and uses an error detection and correction technique called ARQ
Utilises non line-of-sight transmission through walls, briefcases and any other mediums and is omni-directional
Is regulated by governments worldwide and its low cost
Uses 1mW of power during normal transmission (-30 to +20 dBm is optional)
Can operate in 2 modes - Circuit switched (common for voice communications) and Packet switched (used for Internet data and higher bandwidth communication systems)
