305 18 Gleichspannungswandler Zur Anpassung einer Spannungsquelle an einen Verbraucher mit geringerer Spannung kann man einen einfachen Spannungsteiler verwenden. Wegen des ungünstigen Wirkungsgrades ist diese Maßnahme jedoch auf kleine Leistungen beschränkt. Legt man Wert auf einen hohen Wirkungsgrad, was besonders bei batteriebetriebenen Geräten der Fall ist, oder benötigt man höhere Leistungen, so erfolgt die Spannungswandlung durch periodisch schaltende Wandler. Als Schalter kommen für Leistungen bis ca. 1 kW im Allgemeinen MOSFET-Leistungstransis- toren zum Einsatz. MOSFETs ermöglichen Schaltfrequenzen 100 kHz. Die komplette Baueinheit eines schaltenden Spannungswandlers wird als Gleichspannungswandler bezeich- net. Nachfolgend werden die verschiedenen Prinzipien der Wandlerschaltungen vorgestellt. 18.1 Tiefsetzsteller Das Prinzip eines schaltenden Spannungswandler zeigt Abb. 18-1 am Beispiel des Tief- setzstellers. Der Schalter S stellt am Ausgang der Schaltung eine pulsierende Gleichspannung u 2 zur Verfügung. Der Schalter S arbeitet periodisch mit der Periodendauer T und wird mit der Schaltfunktion s beschrieben (siehe Tabelle 13-1), die Einschaltzeit ist mit T E angegeben. Die Spannung u 2 wechselt mit der Schaltfunktion s zwischen u 1 (s = 1) und 0 (s = 0). Die Gleichspannung U 2 erhält man als zeitlichen Mittelwert von u 2 nach Gl. (18-1). u 2 U 2 u 1 T E T mit: Aussteuerung a T E T (18-1) 18.2 Ausführungsbeispiel zum Tiefsetzsteller In der Praxis treten parasitäre Induktivitäten auf, die für die Funktion der Schaltung berück- sichtigt werden müssen. Man kann von 1 nH/mm Leiterlänge ausgehen. Nachfolgende Schal- tung zeigt Induktivitäten auf der Gleichspannungsseite, im Transistor und in der Diode. Abbildung 18-1 Prinzip des Tiefsetzstellers Abbildung 18-2 Schaltermodell und prak- tische Ausführung des Umschalters mit Transis- tor und Freilaufdiode für i 2 0 D i D U 1 S u 2 U 1 u 2 T i 2 i 2 1 0 S u 2 u 1 t Mittelwert 0 s = 1 s = 0 C T T E u 2 u 1 u 2 = s · u 1
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305
18 GleichspannungswandlerZur Anpassung einer Spannungsquelle an einen Verbraucher mit geringerer Spannung kannman einen einfachen Spannungsteiler verwenden. Wegen des ungünstigen Wirkungsgrades istdiese Maßnahme jedoch auf kleine Leistungen beschränkt. Legt man Wert auf einen hohenWirkungsgrad, was besonders bei batteriebetriebenen Geräten der Fall ist, oder benötigt manhöhere Leistungen, so erfolgt die Spannungswandlung durch periodisch schaltende Wandler.Als Schalter kommen für Leistungen bis ca. 1 kW im Allgemeinen MOSFET-Leistungstransis-toren zum Einsatz. MOSFETs ermöglichen Schaltfrequenzen 100 kHz. Die kompletteBaueinheit eines schaltenden Spannungswandlers wird als Gleichspannungswandler bezeich-net. Nachfolgend werden die verschiedenen Prinzipien der Wandlerschaltungen vorgestellt.
18.1 TiefsetzstellerDas Prinzip eines schaltenden Spannungswandler zeigt Abb. 18-1 am Beispiel des Tief-setzstellers. Der Schalter S stellt am Ausgang der Schaltung eine pulsierende Gleichspannungu2 zur Verfügung. Der Schalter S arbeitet periodisch mit der Periodendauer T und wird mit derSchaltfunktion s beschrieben (siehe Tabelle 13-1), die Einschaltzeit ist mit TE angegeben.
Die Spannung u2 wechselt mit der Schaltfunktion s zwischen u1 (s = 1) und 0 (s = 0). DieGleichspannung U2 erhält man als zeitlichen Mittelwert von u2 nach Gl. (18-1).
u2 U 2 u1
T ET
mit: Aussteuerung aT ET
(18-1)
18.2 Ausführungsbeispiel zum Tiefsetzsteller
In der Praxis treten parasitäre Induktivitäten auf, die für die Funktion der Schaltung berück-sichtigt werden müssen. Man kann von 1 nH/mm Leiterlänge ausgehen. Nachfolgende Schal-tung zeigt Induktivitäten auf der Gleichspannungsseite, im Transistor und in der Diode.
Abbildung 18-1 Prinzip des Tiefsetzstellers
Abbildung 18-2 Schaltermodell und prak-tische Ausführung desUmschalters mit Transis-tor und Freilaufdiode füri2 0
D
iDU1S
u2
U1 u2T
i2 i2
1
0 S u2
u1
t
Mittelwert0
s = 1
s = 0
C
T
TE
u2
u1
u2 = s · u1
306 18 Gleichspannungswandler
Berücksichtigung parasitärer Induktivitäten:
L : Leitungsinduktivität (1 μH / m)
LT: Emitterinduktivität (10-20 nH)
LD: Diodeninduktivität (5-10 nH)
a) b) c)
Die graue Fläche soll so kleinwie möglich ausfallen!
T sperrt, die Freilauf-diode D leitet, u2 0.
T schaltet ein, i2 wird langsamvon T übernommen. Die max.Stromsteilheit ist durch L imStromkreis bestimmt.
Die Rückstromspitze IRM der Freilauf-diode D belastet den Transistor zusätz-lich. Der Stromabriss erzeugt Überspan-nungen.
Zur Senkung der Schaltverluste und Vermeidung von Überspannungen ist zu beachten:Ein zusätzlicher Kondensator C unmittelbar am Kollektoranschluss des Transistors T zurKompensation eingangsseitiger Leitungsinduktivitäten (L ).
Der Transistor T und die Diode D sind so eng wie möglich beieinander anzuordnen,besser verwendet man ein Modul zur Vermeidung unnötiger Verdrahtungsinduktivitäten.Die Leitungen zwischen Kondensator C und Diode D sind als großflächige, enge Schie-nenpaare ausführen damit die aufgespannte Fläche (in b) grau dargestellt) minimal ist.
Besonders kritisch ist das Abschaltverhalten der Freilaufdiode D. Die Dioden-Rückstrom-spitze iRM muss vom Transistor T geschaltet werden und verursacht hohe Schaltverluste.Hierdurch wird die Schaltfrequenz begrenzt. Bei der Dioden-Auswahl muss daher besondersauf iRM geachtet werden. Es gibt seit einiger Zeit SiC-Dioden, die sich hinsichtlich dergeringen Rückstromspitze sehr gut für diese Anwendungen eignen (c) und hohe Schalt-frequenzen zulassen. Derzeit ist aber nur ein SiC-Diodentyp im Handel (siehe Tab. 5.1).
18.3 Gleichstromsteller
Wendet man den Tiefsetzsteller auf eine ohmsch induktive Last an, so kann mit dem Schalter Sin der Schaltung nach Abb. 18-3 der Gleichstrom id gesteuert werden. Diese Schaltung istdurch zwei Arbeitstakte des Schalters S gekennzeichnet. Ist der Schalter S geschlossen
u2
i2D
iD
LD
SiC-Diode
Si-Diode
t
iD
Id
IRM
iD
iR
Abbildung 18-3
Gleichstromsteller mit passiver Last
D: FreilaufdiodeL: Glättungsinduktivität
id
U0 D
S L
Ru2
u2
i2D
iD
LDU1
LLT
C
T
u2
i2D
iD
LDU1
LLT
T
18.3 Gleichstromsteller 307
(Stellung 1 in Abb. 18-1), so wird der Gleichstrom id von U0 aufgebaut. Der Gleichstrom idwird beim ersten Schaltvorgang durch Gl. (18-2) beschrieben.
id I 0 1 e
t
mit: I0
U0R
und LR
(18-2)
Den Gleichstromverlauf zeigt Abb. 18-5. Wird der Schalter S bei t = t1 geöffnet (Stellung 0 inAbb. 18-1), so fließt der Strom id über die Freilaufdiode D und die Spannung u2 ist Null. DerGleichstrom id fällt nach Gl. (18-4) vom Anfangswert I1 ausgehend auf Null ab.
t t1: id I1 e
t t1
mit: I1 id t1(18-3)
Durch Wiedereinschalten von S bei t = t2 kann id nach Gl. (18-4) wieder aufgebaut werden.Bei t3 wird der Schalter wieder geöffnet.
t2 t t3 : id I0 1 e
t t2
I2 e
t t2
mit: I2 id t2(18-4)
Der Gleichstrom id verläuft exponentiell zwischen den Grenzwerten I1 und I2. Die Differenz I1- I2 wird als Schwankungsbreite id bezeichnet.
id I1 I2 (18-5)
Die Zustände (Aufladen (s = 1) und Entladen (s = 0) der Speicherdrossel L) zeigt Abb. 18-4.
Arbeitstakt: Aufladen, u2 = U0, s = 1 Arbeitstakt: Entladen, u2 = 0, s = 0
Abbildung 18-4 Arbeitstakte eines Gleichstromstellers
id
U0 D
S L
R
uL
u2
id
U0 D
S L
uL
Ru2
Abbildung 18-5 Stromverlauf eines Gleichstromstellers mit passiver Last ( L < T)
t
u2
id U 0R
u, i
Id
s = 1 s = 0
TTEt2 t3t1
id
I1
I2
308 18 Gleichspannungswandler
Zur Bestimmung der Schwankungsbreite id wird I1 und I2 (oberer und unterer Grenzwert desGleichstromes id) berechnet. Mit der Ausschaltzeit TA = T TE folgt:
I 2 I1 e
TA
I1 I0 1 e
TE
I2 e
TE(18-6)
Durch Einsetzen von I2 formt sich Gl. (18-6) um:
I1 I0 1 e
TE
I1e
T (18-7)
Aus Gl. (18-6) und (18-7) folgt für die Grenzwerte I1 und I2:
I1 I01 e
TE
1 e
T und I2 I0e
TA
e
T
1 e
T(18-8)
Die Einführung der Aussteuerung a liefert mit TE = a T und TA = (1 a) T schließlich für dieSchwankungsbreite id :
id a I01 e
aT
e1 a T
e
T
1 e
T mit a
TET
und I0
U0R (18-9)
Den Verlauf von id in Abhängigkeit von der Aussteuerung a zeigt Abb. 18-6 in normierterForm für konstante Schaltfrequenz fS bei nichtlückendem Strom. Bei a = 0,5 ist id maximal,so das dieser Aussteuerungswert Grundlage für eine Dimensionierung der Induktivität L ist.
Die maximale Schwankungsbreite idwird um so kleiner, je größer die Lastzeit-konstante im Verhältnis zur Perioden-dauer der Schaltfrequenz T ist.
Der Glättungsaufwand reduziertsich daher mit zunehmender Schaltfrequenz fS.
Bei der Schaltungsentwicklung wird stetsein Kompromiss zwischen den Schaltver-lusten des Schalters S, dem Abschalt-verhalten der Freilaufdiode D und derBaugröße der Glättungsmittel gesucht.
Abbildung 18-6 Schwankungsbreite id bei unter-schiedlicher Schaltfrequenz fS
0 10,2 0,4 0,6 0,8a
0,1
0,20,25 1 fS
10 fS
idI0
18.4 Gleichstromsteller mit aktiver Last 309
18.4 Gleichstromsteller mit aktiver LastAls aktive Last wird eine Gleichstrommaschine angenommen. Es wird zwischen lückendemund nichtlückendem Betrieb unterschieden.
Laden (0 < t < t1) Entladen (t1 < t < t2)
idU0 e
R1 e
t
Lid id t1 e
t t1
L eR
1 e
t t1
L
u2 = U0 u2 = 0
Mit jedem Einschaltvorgang wird die Drossel L aufgeladen (positive Spannungszeitfläche inAbb. 18-7), bei geöffnetem Schalter wird die Energie wieder abgegeben (negative Span-nungszeitfläche in Abb. 18-7). Der Gleichstromverlauf entspricht prinzipiell Abb. 18-13. Istdie Drossel jedoch entladen (i2 = 0), bevor der Schalter bei t = t2 wieder geschlossen wird, sobleibt der Gleichstrom bis zum Einschaltvorgang (bei t2) 0, man sagt, der Strom lückt. DerZeitpunkt ist in Abb. 18-7 mit tL gekennzeichnet. Im Lückbetrieb ist die Gleichspannung u2gleich der Gegenspannung e. Zur Vermeidung dieses Lückbetriebes ist die Taktfrequenzanzuheben (kürzere Entladezeit), die Induktivität L zu vergrößern oder ein höherer MittelwertId erforderlich. Speziell im Leerlaufbetrieb einer Gleichstrommaschine, d. h. bei fehlendemLastmoment, kann daher ein Lückbetrieb auftreten.
id
U0 D
S L
uL
u2
R
e
id
U0 D
S L
uL
u2
R
eM
Abbildung 18-7 Lückbetrieb, Strom und Spannung der Speicherdrossel
Lücken
e
t
t
t
u2
id
uL
Freilaufdiode leitet
Laden Entladen
U0
tL t2
310 18 Gleichspannungswandler
Wird die Tiefsetzstellerschaltung nach Abb. 18-3 um einen Schalter (SG) und eine Diode (DG)erweitert, so kann der Gleichstromsteller auch für die Energierückspeisung eingesetzt werden.Die im Bremsbetrieb des Motors anfallende generatorische Energie kann in das Gleichstrom-netz zurückgespeist werden. Der Gleichstromsteller erhält dadurch den bereits in Abb. 4-60vorgestellten Brückenzweig.
Im motorischen Betrieb wird die Schaltung als normaler Gleichstromsteller betrieben, SMtaktet, SG bleibt gesperrt, die Diode DG ist stromlos.Im generatorischen Betrieb wird nur SG getaktet, SM bleibt gesperrt.
Ist SG geschlossen, so wird von der Motorspannung e in der Drossel ein Gleichstrom innegativer Richtung aufgebaut. Wird anschließend der Schalter SG geöffnet, so fließt id von derin der Drossel gespeicherten Energie getrieben zurück in die Gleichspannungsquelle. DieSpannung an der Induktivität addiert sich zu e, so dass u2 auf U0 angehoben ist. Die Schaltungarbeitet dann als Gleichspannungs-Hochsetzsteller. Die Energierichtung ist durch dennegativen Gleichstrom umgekehrt. Abb. 18-9 zeigt die beiden Arbeitstakte imRückspeisebetrieb.
L aufladen
DG blockiert, der Eingangsstrom ist unter-brochen, die Rotationsspannung e treibteinen Strom rückwärts durch die Drossel L.Dabei wird ein Teil der generatorischenEnergie in R in Wärme umgesetzt, derandere Teil in der Induktivität L gespeichert(W = 1/2 L id²).
Rückspeisung
Nach dem Öffnen von SG fließt der durch Leingeprägte Motorstrom nun über die DiodeDG in das Gleichspannungsnetz. Die erfor-derliche Spannungsanhebung auf U0 erfolgtdurch die in L induzierte Spannung. Für denFall, das die Batterie nicht mehr aufnahme-fähig ist, muss ein zusätzlicher „Bremswi-derstand“ parallel zu SG vorgesehenwerden.
Abbildung 18-9 Rückspeisebetrieb des Gleichstromstellers
Abbildung 18-8
Rückspeisefähiger Gleichstromsteller
Index M: Motorbetrieb
Index G: Generatorbetrieb
id
U0
L
RSG
DG
e
id
U0
L
R
eSG
DG
id
U0 DM
SM
L
Ru2
eSG
DG
Brückenzweig
18.5 Hochsetzsteller 311
18.5 HochsetzstellerSoll die Ausgangsspannung U2 größer als die Eingangsspannung U0 sein, so wird in Abb.18-10 mit Hilfe eines induktiven Energiespeicher L eine zusätzliche Spannung bereitgestellt,deren Wert sich zur Eingangsspannung U0 addiert. Dabei gibt es wieder einen Arbeitstakt zumAufladen der Induktivität und einen Arbeitstakt zum Entladen der Induktivität. Am Ausgangbildet ein Kondensator C den Mittelwert der Spannung. Der Kondensator C wird über eine(Boost-)Diode gegen Entladung durch den Schalter geschützt. Die Ausgangsspannung ud istbei dieser Schaltung mindestens gleich der Eingangsspannung U0. Zur Vereinfachung ist dieSpeicherdrossel L verlustfrei angenommen.
Arbeitstakt: Aufladen von L, u2 = 0 Arbeitstakt: Entladen von L, u2 = ud
Abbildung 18-10 HochsetzstellerDie Spannungs- und Stromverläufe der Speicherdrossel L zeigt Abb. 18-11. Der Mittelwertvon iL ist so groß gewählt, dass kein Stromlücken auftreten kann. Die Kondensatoren sind sogroß, dass ud annähernd konstant ist und durch den Mittelwert Ud ersetzt werden kann.
id
U0
D
CS
Lud
iLuL
iCu2
id
U0
D
CS
L
uL
ud
iCu2
Abbildung 18-11 Die Größen der Speicherdrossel bei unterschiedlichen Ausgangsspannungen
id
U0
D
CS
Lud
t t
a) ud = 2 U0
iL
uL
iL
U0
U0 – ud
U0 – ud
uL
U0
iLiL
b) ud = 3 U0
Laden Entladen
TE
T
i L
312 18 Gleichspannungswandler
Die Schwankungsbreite des Stromes iL lässt sich für den Lade- und Entladevorgang dann mitGl. (18-10) beschreiben.
iLU0L
T E
U0 UdL
T TE (18-10)
Durch Umformung folgt Gl. (18-11) für die Ausgangsspannung Ud.
Ud U01
1 a mit a
TET
(18-11)
18.6 Hoch-TiefsetzstellerDamit die Ausgangsspannung auch für kleinere Werte als U0 eingestellt werden kann, mussdie Hochsetzstellerschaltung entsprechend Abb. 18-12 abgeändert werden. Diese Schaltungerlaubt die Ausgangsspannung von 0 V an einzustellen. Wegen der gegenüber demHochsetzsteller geänderten Anordnung der Bauelemente ist die Ausgangsspannung jedochinvertiert. Ein typisches Anwendungsgebiet sind akkubetriebene Geräte, um die bei Lade- undEntladevorgängen schwankende Gleichspannung auszugleichen.
L: Speicherdrossel
C: Glättungskondensator
D: Boost-Diode
Arbeitstakt: Aufladen, u2 = U0 Arbeitstakt: Entladen, u2 = -ud
Abbildung 18-12 Invertierender Wandler
Abb. 18-13 zeigt die Spannungs- und Stromverläufe der Speicherdrossel L für zwei unter-schiedliche Ausgangsspannungen. Die Spannung u2 liegt unmittelbar an der Induktivität L undentspricht der Spannung uL in Abb. 18-10.
Da der Energiefluss bei offenem Schalter S erfolgt, arbeitet diese Schaltung nach demPrinzip des Sperrwandlers.
Die Schwankungsbreite des Stromes iL lässt sich für den Lade- und Entladevorgang bei idealerGlättung der Ausgangsspannung ud, nicht lückendem Strom iL und verlustfreier Induktivität Lmit Gl. (18-12) beschreiben.
id
U0
D
C
S
L ud
id
U0
DC
S
L udu2
id
U0D
C
S
L udu2
18.6 Hoch-Tiefsetzsteller 313
iLU0L
T E
UdL
T T E (18-12)
Durch Umformung folgt Gl. (18-13) für die Ausgangsspannung Ud.
Ud U0a
1 a mit a
TET
(18-13)
Abbildung 18-13 Strom- und Spannungsverlauf der Induktivität L
Abbildung 18-14
Normierte Darstellung derAusgangsspannungen
1: Tiefsetzsteller
2: Hochsetzsteller
3: Hoch-Tiefsetzsteller
Aussteuerung:
aT ET
a
1
0
2
3
0,5 10,750,25
a
11 a a
1 a
U d
U 0
2 3
1
t t
a) ud = 0,5 U0
iL
uL
iL
U0
– ud
– ud
uL
U0
iLiL
b) ud = 2 U0
Laden Entladen
TE
T
iL
314 18 Gleichspannungswandler
18.7 SperrwandlerFührt man die Speicherdrossel L in der Schaltung nach Abb. 18-12 als Übertrager T aus, soerhält man den Sperrwandler nach Abb. 18-15. Wegen des Gleichstrombetriebes muss derTransformator einen Luftspalt im magnetischen Kreis aufweisen. Beim Sperrwandler ist fürjeden Arbeitstakt eine Wicklung vorgesehen. Die Primärwicklung N1 dient zum Aufladen derInduktivität, die Sekundärwicklung N2 dient zum Entladen der Induktivität. Die magnetischeKopplung der Spulen des Übertrager sollte ideal sein, damit es bei Schaltvorgängen nicht zuunerwünschten Hochspannungen durch die Streuinduktivität der Wicklungen kommt. Durchdie galvanisch getrennten Wicklungen steht eine potenzialfreie Gleichspannung zur Ver-fügung. Das Verhältnis der Windungszahlen legt die Höhe der Ausgangsspannung fest. Durchzusätzliche Sekundärwicklungen können mehrere potenzialfreie Gleichspannungen generiertwerden. In Abb. 18-15b sind die Ströme und Spannungen des Transformators T dargestellt.Die Höhe der Schalterspannung uS ist bei dieser Schaltung von der Übersetzung desTransformators bestimmt. Anwendungsbereiche des Sperrwandler sind z. B. Kfz-Zündanlagen,die Energiesparlampe oder ein PC-Netzteil.
a) b)
Strom- und Spannungsverlauf des Trafos
Arbeitstakt: Aufladen Arbeitstakt: Entladen
Abbildung 18-15 Sperrwandler (nichtlückender Betrieb, ud konstant)
U0
DC
S
T
udu2u1•
•i1
i2
U0
DC
ST
udu2u1
i1
i2•
•
Übersetzung: u1
u2
N 1
N 2
i2
i1
Schalterspannung: uS U 0 u2 ü
i1
U0
D
C
S
T
udu2u1
N1 N2
i2
• •
uS i1
i2
U0
Ud· ü
u1
t
t
t
Ud
u2
t
U 0ü
18.8 Durchflusswandler 315
18.8 DurchflusswandlerBeim Schaltungskonzept des Durchflusswandlers nach Abb. 18-16 dient der Transformator Trnicht als Energiespeicher wie beim Tiefsetzsteller sondern nur zur Potenzialtrennung und derSpannungsanpassung. Zur Vermeidung der magnetischen Sättigung des Trafo-Eisenkerns istjedoch eine zusätzliche Wicklung für die Entmagnetisierung erforderlich. Bei abgeschaltetemTransistor T fließt der Magnetisierungsstrom über die Diode D3 zurück in den Eingangs-kondensator CE und baut die magnetische Energie im Trafokern ab. Im Stromnulldurchgang istdie magnetische Energie im Transformator abgebaut und D3 sperrt.
Wird in der Schaltung nach Abb. 18-16 die Diode D3 durch einen weiteren Transistor (T1)ersetzt, so kann der Primärstrom auch seine Polarität wechseln, wodurch der Kern mit einemmagnetischen Wechselfeld belastet ist. In diesem Fall werden beide Transistoren im Gegentaktbetrieben, weshalb dieser Wandler nach Abb. 18-18 auch als Gegentaktwandler bezeichnetwird. Auf der Sekundärseite findet über eine Mittelpunktschaltung bei jedem Arbeitstakt eineEnergieübertragung statt. Bei symmetrischer Steuerung der Transistoren T1 und T2 kann sichkein magnetischer Gleichfluss im Kern entwickeln und eine Sättigung wird vermieden. DerTransformator Tr ist besser ausgenutzt als beim Durchflusswandler, so dass bei gleicher Trans-formator-Baugröße mit dem Gegentaktwandler höhere Leistungen realisierbar sind.
Abbildung 18-16 Durchflusswandler
Wenn T eingeschaltet ist, wird Energie auf dieSekundärseite übertragen. Schaltet T ab, sosperrt D1 und die Energieübertragung ist be-endet. Die Entmagnetisierung von Tr erfolgtüber D3. iLS fließt über D2 weiter.
Der Transformator Tr wird mit einemmagnetischen Gleichfeld beansprucht.
Abbildung 18-17
Ströme und Spannungen des Durchfluss-wandlers
iμ: Magnetisierungsstrom
CA
D1
D2
LS
UA RL
T
Tr
CE
D3
Ud
iD3
iT
uDS
iLS
iD2
iD1
uS
t
Ud
iT
iD3
iμ
iD1
iD2 iLS
iμiLS
2 Ud
iμ
uS Ud
tUd
t
t
t
t
uDS
t
316 18 Gleichspannungswandler
18.9 SchaltnetzteileAus Gründen der Betriebssicherheit wird von Netzteilen im Allgemeinen eine Potenzial-trennung gefordert. Den Aufbau eines einfachen linear geregelten AC-DC-Netzteiles mit Ein-gangstransformator zeigt Abb. 18-20. Der Stelltransistor T steuert die Ausgangsspannung UAnach dem Prinzip eines ohmschen Spannungsteilers. Die Spannungsdifferenz U = UE - UAfällt am Stelltransistor T ab und wird in Wärme umgewandelt. Netzteile mit linearen Stell-gliedern haben daher stets einen schlechten Wirkungsgrad. Abhilfe schafft da ein getaktetesNetzgerät. Tauscht man in Abb. 18-20 den linearen Spannungsregler z. B. gegen einengetakteten Tiefsetzsteller nach Abb. 18-2 aus, so erhält man ein Schaltnetzteil. Da sich der
Abbildung 18-19
Ströme und Spannungen desGegentaktwandlers
Beide Transistoren arbeiten imGegentakt und haben gleicheEinschaltzeiten.
TS: Periodendauer der Schalt-frequenz eines Transistors
iL
iD4
iD3
iT1,2
iT1 iT2
uDS2
uDS1
TS
Ud2Ud
iL
D3, D4 D3, D4 D3, D4T1, D3 T2, D4
T1, D3
t
t
t
t
t
t
Abbildung 18-18
Gegentaktwandler
Die Gleichrichtung erfolgt wegen dergeringen Durchlassverluste mit einerMittelpunktschaltung (D3, D4)
Der Transformator wird mit einemWechselfeld beansprucht.
CA
LS
UA RL
T1
Tr
CE
D3
D1 T2 D2
D4
Ud
iD3
iD4
iL
uDS1
uDS2
iT1
iT2
18.9 Schaltnetzteile 317
getaktete Spannungsregler auf der Sekundärseite des Transformators Tr befindet, bezeichnetman diese Schaltung als sekundärseitig getaktetes Schaltnetzteil.
18.9.1 Sekundär getaktetes Netzteil (AC-DC-Wandler)Das Beispiel eines sekundär getakteten Schaltnetzteiles, bestehend aus Transformator Tr(Potenzialtrennung und Spannungsanpassung), ungesteuertem Gleichrichter G und Tiefsetz-steller zeigt Abb.18-21. Der Transformator Tr ist für die Netzfrequenz f1 auszulegen.
Der Transistor T wird als Schalter betrieben, so dass nur die Verluste des Schalterbetriebes(Durchlass- und Schaltverluste) entstehen. Die Differenz von Ein- und Ausgangsspannungwird nicht in Wärme umgewandelt. Ein getaktetes Netzteil hat einen hohen Wirkungsgrad.
18.9.2 Primär getaktetes Netzteil (AC-DC-Wandler)Bei primärer Taktung erfolgt die transformatorische Potenzialtrennung mit der hohen Schalt-frequenz fS. Dazu formt z. B. in ein Sperrwandler die gleichgerichtete Wechselspannung mitseiner Taktfrequenz fS um. Durch die im Vergleich zur Netzfrequenz f1 hohe Schaltfrequenzerhält man wesentlich kleinere und leichtere Transformatoren als bei den sekundär getakteten
Schaltnetzteilen. Auf der Sekundärseite erfolgt mit D1 die Gleichrichtung der hochfrequentenWechselspannung mit anschließender Glättung. Die primäre Taktung ist für primäre Gleich-und Wechselspannungsnetze gleichermaßen geeignet (Universalnetzteil). Durch den Einsatzunterschiedlicher Wandlertypen existiert eine große Anzahl von Schaltungsvarianten [21].
18.9.3 Elektronischer Transformator (AC-AC-Wandler)Verzichtet man in der Gegentaktwandlerschaltung nach Abb. 18-17 auf die sekundärseitigeGleichrichtung und werden die primärseitige Schalttransistoren im Gegentakt geschaltet sosteht am Ausgang eine hochfrequente Wechselspannung uS nach Abb. 18-23b zur Verfügung.Der Scheitelwert dieser Wechselspannung folgt der Kurvenform der Netzspannung uN und istmit dem Übersetzungsverhältnis des Transformators skaliert. Derartige Schaltnetzteile werdenals elektronischer Transformator bezeichnet und häufig für Beleuchtungszwecke als 230 V/12V Transformator eingesetzt. Wegen der hochfrequenten Spannung uS sind für die Leitungsver-legung besondere Richtlinien zu beachten. Speziell für Beleuchtungszwecke werden dieNiedervoltleitungen daher zur Vermeidung von emv-Problemen fertig konfektioniert geliefert.Abb. 18-23a zeigt den Verlauf der Netzspannung uN, des Eingangsstromes iN Abb. 18-23bzeigt in gedehntem Maßstab die Ausgangsgrößen uS und iS eines handelsüblichen 100 W-Netzgerätes. Der Netzstrom iN ist durch ein Eingangsfilter geglättet. Die Periodendauer derAusgangsspannung uS beträgt ca. 50 μs entsprechend einer Schaltfrequenz von 20 kHz. DieAmplitude von uS folgt dem sinusförmigen Verlauf der 50 Hz-Netzspannung uN (US = 12 V).
a) b)
Abbildung 18-23 Ein- und Ausgangsgrößen eines elektronischen Transformators (Messung)
18.9.4 EnergiesparlampeEine Energiesparlampe setzt sich aus mehreren bereits bekannten Komponenten zusammen.Den typischen Aufbau einer Energiesparlampe zeigt Abb. 18-24. Die Eingangsschaltungentspricht der in Kapitel 10 vorgestellten aktiven PFC-Schaltung. Der ausgangsseitige HF-Lampengenerator besteht aus 2 im Gegentakt arbeitenden MOSFET (T2, T3) die über eineSerien-Resonanz (Kapitel 11) die Brennspannung der Leuchtröhre erzeugen.
10 μs
uS
iS
uN
iN
2,5 ms
Abbildung 18-24 typischer Aufbau einer modernen Energiesparlampe
